Mạng FTTH (fiber-To-the-home) gigabit/s

làm giảm độ nhạy thu. Tương tự với mạch tiền khuếch đại trở kháng cao như hình 2.16c, mạch này có độ nhạy thu khá cao nhưng lại có dải thông bị hạn chế bởi điện trở R nối tiếp lớn. Trong 3 kiến trúc trên, kiến trúc bộ tiền khuếch đại truyền trở kháng hình 2.16b được sử dụng nhiều nhất bởi nó cải thiện được cả 2 vấn đề trên. Nhìn từ phía đầu vào, mạch TIA có điện trở Rin là điện trở vào của tầng khuếch đại nên có giá trị rất lớn. Vì vậy, nó có độ nhạy thu khá cao đồng thời việc sử dụng vòng hồi tiếp âm trên tầng khuếch đại làm nâng cao dải thông của mạch. Do đó, trong hầu hết các kiến trúc transceiver của FTTH, khối thu ROSA đều sử dụng kiến trúc tiền khuếch đại truyền trở kháng và được tích hợp on-chip dựa vào công nghệ thiết kế mạch tổ hợp như bipolar, CMOS,… 2.2.3. Các module thu và phát quang Hiện nay, thiết kế các bộ thu phát tín hiệu quang vẫn là lĩnh vực được quan tâm bởi nhiều nhóm nghiên cứu do nhu cầu rất lớn của thị trường. Do đặc điểm của mạng FTTH là mạng điểm-đa điểm nên các bộ thu phát quang chế độ burst mode trong mạng PON phải có những đặc điểm riêng biệt để phù hợp với yêu cầu mong muốn. Mặc dù được sử dụng rất rộng rãi nhưng hiện này vẫn chưa có một văn bản liên quan tới thiết bị này xác định rõ những ứng dụng của chúng. Thông thường, các nhà cung cấp module quang liên kết với các hãng cung cấp hệ thống PON để xác định yêu cầu thiết kế cơ bản trong từng trường hợp cụ thể. Nhằm mục đích tương thích với các mạng EPON và GPON cùng với khả năng sử dụng lại, các module thu-phát được chia thành các khối : khối xử lý tín hiệu 2 chiều Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 69 BOSA, khối xử lý tín hiệu điện ESA (Electrical Sub-Assembly) và khối điều khiển nhiệt độ. Trong đó, khối BOSA bảo đảm công suất phát tín hiệu và độ nhạy thu; khối ESA chịu trách nhiệm về hiệu suất của PMD dưới chế độ burst-mode, bảo đảm việc điều khiển tín hiệu và dải động của công suất thu chấp nhận được, độ nhạy thu cao. Hiệu ứng nhiễu xuyên kênh giữa bộ thu và phát cần được bảo đảm chặt chẽ. Hình 2.17 dưới đây là một ví dụ cơ bản gồm sơ đồ khối và hình ảnh của module thu-phát dạng diplexer được sử dụng trong mạng PON thiết kế cho ONU. Module này được cắm trên một đầu nối dạng 2x5 hoặc 2x7 chân nhằm mục đích kết nối với mạch chủ và được cấp nguồn 3.3 V± 5%. Module bao gồm một đầu nối dạng LC hoặc SC (tùy từng trường hợp), mạch in , OSA và mạch điều khiển. OSA là một thiết bị quang được tổ hợp gồm một bộ lọc quang thông dải, đầu thu quang PD, IC khuếch đại biến đổi trở kháng TIA ở phía thu hoặc một laser F-P cùng một đầu thu PD điều khiển công suất ở phía phát. Bộ ghép WDM sẽ ghép tín hiệu quang đầu thu và phát lên trên cùng một sợi quang. Ngoài ra, OSA có thể sử dụng IC gồm bộ tiến khuếch đại biến đổi trở kháng và bộ khuếch đại giới hạn để giảm giá thành sản phẩm và công suất tiêu thụ khoảng 0,8W. Hình 2.18 là hình ảnh và sơ đồ khối của một module thu-phát dạng triplexer dùng cho ONU. Tùy theo yêu cầu lắp đặt mà kích thước của module này được hạn chế trong kích thước từ 8,5mm hoặc thấp hơn. Đầu nối LC hoặc SC được sử dụng phụ thuộc vào từng trường hợp cụ thể. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 70 Hình 2.17-Module thu-phát 2 chiều dạng diplexer Hình 2.18–Module thu phát 2 chiều dạng triplexer Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 71 2.2.4. Bộ thu-phát chế độ burst-mode Hệ thống PON yêu cầu sử dụng chế độ truyền nhận đặc biệt là chế độ burst-mode như là một cải tiến lớn về mặt kỹ thuật cho việc truyền dữ liệu tuyến lên (từ phía người sử dụng tới trung tâm). Điều đó là rất cần thiết cho mạng PON bởi trong mạng PON có rất nhiều người sử dụng chia sẻ một đường truyền cáp quang thông qua kỹ thuật đa truy nhập TDMA nên tín hiệu nhận được của các gói dữ liệu trong các khe thời gian từ nhiều người dùng khác nhau có sự biến thiên rất mạnh về biên độ và pha. Nguyên nhân chủ yếu là khoảng cách từ mỗi ONU tới OLT là khác nhau nên tín hiệu thu được tại OLT của các ONU khác nhau có thể có sự chênh lệch tới 20 dB về biên độ( cần phải chú ý rằng, điều này không xảy ra với tín hiệu phát từ OLT tới ONU bởi tuyến truyền dẫn này là đường truyền điểm-điểm). Bởi vậy, nếu sử dụng đầu thu và phát tín hiệu quang thông thường sẽ không thể thu được một cách chính xác dữ liệu trong các gói được truyền đi do sự khác biệt về biên độ tín hiệu này. Để khắc phục vấn đề này, mạng PON sử dụng bộ thu-phát chạy chế độ burst-mode với đầu thu burst-mode ở phía OLT (có khả năng thay đổi ngưỡng xác định mức logic theo tín hiệu đầu vào cùng việc tự động xác định pha dựa vào những bit đầu tiên của gói tín hiệu burst nhận được) và đầu phát burst-mode ở phía ONU. Các bộ thu-phát chế độ burst-mode này được tích hợp trên một IC sử dụng công nghệ CMOS có giá thành và công suất tiêu thụ thấp. 2.2.4.1. So sánh giữa chế độ thông thường và chế độ burst-mode Hình 2.19 minh họa 3 dạng tín hiệu được sử dụng trong thông tin số. Hình 2.19a là tín hiệu truyền liên tục thông thường. Chuỗi bit dữ liệu nhị phân được truyền đi một cách liên tục với tỉ số phân biệt giữa bit 0 và 1 cùng tần số xung nhịp nằm trong giới hạn cho phép. Ví dụ dưới đây là mã đường truyền 8B10B và 64B66B thường được sử dụng trong các ứng dụng truyền dữ liệu điểm-điểm như hệ thống gigabit và 10-gigabit Ethernet. Hình 2.19b là tín hiệu burst-mode được truyền đi mà trong đó tỉ số phân biệt và tốc độ truyền dữ liệu không bị giới hạn chặt chẽ. Chuỗi bit này có biên độ giống nhau cho cùng một ký tự giống nhau được truyền đi. Hình 2.19c thể hiện biên độ của tín hiệu có thể thay đổi giữa các gói tín hiệu burst khác nhau và khoảng thời gian bảo vệ cũng thay đổi theo các gói này. Hai hình b và Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 72 c là hai dạng tín hiệu thường gặp trong mạng đa truy nhập chế độ burst-mode như PON. Nhiệm vụ của bộ thu chế độ burst-mode là khôi phục lại mẫu tín hiệu b và c một cách chính xác và nhanh nhất. Các bộ phát và thu thông thường chỉ phù hợp cho những ứng dụng truyền dữ liệu chế độ liên tục thường sử dụng các mạch ghép AC. Mạch ghép AC có thể cung cấp độ nhạy cao và dễ sử dụng. Tuy nhiên, do thời gian tích tụ và xả đi điện tích của tụ điện nối với đường tín hiệu trong mạch ghép AC nên tốc độ trung bình của luồng dữ liệu nhận được thông thường bị giới hạn trong khoảng từ microsecond (µs) tới milisecond (ms) và không thể phân biệt được sự thay đổi của biên độ tín hiệu với tốc độ cao hơn. Hình 2.19–Dạng dữ liệu truyền đi trong thông tin số Hoạt động của bộ thu chế độ burst-mode có sự khác biệt so với các bộ thu thông thường khác. Sự khác biệt cơ bản ở đây là bộ thu chế độ burst-mode được ghép DC và ngưỡng xác định tín hiệu thay đổi tương thích với sự thay đổi của tín hiệu nhận được trong khoảng thời gian rất ngắn. Sự thay đổi thứ hai trong bộ thu burst-mode là mạch khôi phục dữ liệu và xung clock phải hoạt động ở tốc độ cao (trong khoảng thời gian cỡ nanosecond) và thay đổi nhanh chóng chỉ trong khoảng thời gian của một phần nhỏ gói dữ liệu được truyền đi. 2.2.4.2. Bộ phát quang chế độ burst-mode Bộ phát tín hiệu chế độ burst-mode BM-Tx bao gồm 2 khối chính : laser diode nằm trong khối TOSA hoặc BOSA như hình vẽ 2.3 ở trên và IC điều khiển laser Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 73 diode (LDD) cung cấp điện áp DC yêu cầu và dòng điều chế cho laser diode. IC điều khiển laser diode này phải có công suất tiêu thụ rất thấp nên nó có thể được cung cấp nguồn pin dự phòng trong trường hợp thiếu năng lượng cung cấp. Ngoài ra, IC này phải có giá thành thấp và chạy ổn định trong khoảng nhiệt độ rộng do bộ thu có thể được đặt ngoài trời. Đặc điểm truyền dữ liệu tuyến lên theo chế độ burst-mode trong mạng PON đã đặt ra nhiều yêu cầu mới cho mạch điều khiển laser diode. Trong sơ đồ ghép kênh TDMA, BM-LDD phải phát ra dòng phân cực và dòng điều khiển biến thiển tối thiểu trong khoảng từ 1mA tới 160mA với thời gian lên và xuống của tín hiệu dưới nano-giây. Dòng phân cực trong thời gian mở cửa cung cấp cho BM-LDD ngăn chặn việc laser diode phát xạ ảnh hưởng tới công suất phát của các nguồn tín hiệu bên cạnh suốt khoảng thời gian nó không truyền đi tín hiệu. Nếu một vài nguồn tín hiệu được phát ra từ những ONU không truyền dữ liệu sẽ tác động tới tín hiệu đầu thu của OLT và dẫn đến việc thay đổi đáng kể dải động của tín hiệu. Vì vậy, công suất laser phát xạ trong khoảng thời gian nó không truyền đi dữ liệu phải nhỏ hơn từ 25-30 dB so với công suất laser phát xạ lúc nó truyền dữ liệu. Để có thể giảm thời gian chuyển mạch giữa 2 trạng thái bật và tắt của laser diode, dòng điều chế của laser không hoàn toàn bị tắt khi nó ở trạng thái “off” nhằm giảm thời gian trễ khi chuyển sang trạng thái “on” và nhiễu trong chu kỳ tín hiệu được phát đi. Giải pháp phổ biến hiện nay là giữ cho dòng phân cực laser diode ở rất gần với dòng ngưỡng của nó và theo cách này, tỉ số phân biệt mức công suất giữa 2 trạng thái “on” và “off”, thời gian trễ trong quá trình chuyển đổi giữa 2 trạng thái được bảo đảm. Lựa chọn công suất phát của laser cũng là một vấn đề quan trọng bởi nếu công suất phát cao sẽ làm giảm tỉ số phân biệt mức công suất mong muốn, ngược lại nếu công suất phát thấp có thể đẩy laser vào chế độ phát xạ tự phát gây ra nhiễu trong việc điều chế thông tin. BM-LDD yêu cầu phải điều khiển dòng cung cấp cho laser diode một cách ổn định nhằm đảm bảo công suất phát quang trung bình không đổi đồng thời có tỉ số phân biệt mức công suất ổn định trong một dải nhiệt độ rộng (từ -400C tới 800C). Hình 2.20 thể hiện đặc tính nhiệt độ của F-P laser bằng đường đặc tuyến P-I. Như hình 2.20, công suất phát quang của laser phụ thuộc vào dòng điều khiển, ngưỡng Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 74 và hệ số nhiệt độ của laser; những tham số này phụ thuộc rất mạnh vào cấu trúc và nhiệt độ hoạt động của laser. Để bù lại sự thay đổi công suất phát của laser và tỉ số phân biệt mức công suất vào nhiệt độ, một mạch điều khiển công suất tốc độ cao APC (Auto Power Control) cần phải được sử dụng. Mạch APC này dựa vào điện áp tham chiếu thu được từ photodiode điều khiển của LD (thường đặt ở mặt sau của laser) rồi thực hiện việc ổn định công suất cho laser khi phát tín hiệu mức cao và thấp. Khi laser không phát ra các gói burst truyền đi trên đường truyền, một mạch kiểm soát mức tín hiệu đỉnh sẽ điều khiển công suất phát của laser và một vòng hồi tiếp sẽ giữ cho dòng phân cực ở trạng thái này ở gần dưới ngưỡng. Khi laser ở trạng thái hoạt động để truyền đi các gói dữ liệu burst, mạch kiểm soát mức tín hiệu trên sẽ chuyển sang điều khiển công suất phát xạ trung bình của laser thông qua photodiode PD và vòng hồi tiếp sẽ giữ cho dòng phân cực và điều chế của laser diode ổn định ở mức tín hiệu mong muốn. Nhờ vậy, công suất phát quang của laser sẽ giữ ổn định một cách tin cậy ở mức cho phép. Hình 2.20–Đặc tuyến nhiệt độ của laser F-P Hình 2.21 thể hiện sơ đồ khối của một IC laser driver điển hình. Tín hiệu đầu vào được sử dụng dưới dạng PECL (Positive Emitter-Coupler Logic) điện áp thấp hoặc dạng tín hiệu dùng cho CMOS điện áp thấp (LVCMOS – Low-Voltage CMOS). Trong thiết kế này, dòng dữ liệu đưa vào được bù nhiễu trong khối TODC trước khi điều khiển laser diode ở tầng điều khiển laser LDS (Laser Driver Stage). Vì vậy, nó có khả năng bù nhiễu do thời gian trễ khi chuyển sang trạng thái “on” của laser diode và sau đó hoạt động không cần tới dòng phân cực. Tín hiệu từ photodiode Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 75 điều khiển được hồi tiếp về mạch so sánh đỉnh PC (Peak Comparator) để so sánh giá trị điện áp hồi tiếp từ photodiode với giá trị điện áp tham chiếu. Khối xử lý số DIG điều khiển dòng ở trạng thái “on” của tầng LDS và cung cấp tín hiệu báo hiệu EOL (End of Alarm). Giao tiếp giữa mạch BM-LDD và mạch điều khiển laser diode được ghép DC nhằm giảm thời gian đáp ứng của mạch so với mạch ghép AC thông thường. Hình 2.22 so sánh hoạt động của tầng LDS trong 2 trường hợp : hoạt động ở chế độ liên tục và chế độ burst-mode . Mạch LDS hoạt động dưới chế độ liên tục được thiết kế như hình 2.22a nhằm mục đích giữ cho dòng phân cực cho laser ổn định; từ đó, công suất phát quang cũng giữ giá trị ổn định trong vùng hoạt động. Điều đó cho thấy mạch LDS này không cần thiết phải thay đổi dòng phân cực một cách nhanh chóng nên hầu hết các mạch điều khiển laser chế độ liên tục không có khả năng điều khiển ở chế độ burst-mode . Tuy nhiên, LDS cũng có khả năng sử dụng cho việc điều chế tín hiệu quang của laser diode dưới tốc độ dữ liệu mong muốn có khả năng hoạt động nhanh với tốc độ điển hình lên tới Gbps. Các mạch tương tự có thể được sử dụng để điều chế dòng phân cực với tốc độ tương tự. Như thấy được ở hình 2.22, mạch điều khiển laser được thiết kế với thời gian Ton và Toff rất ngắn (trong khoảng vài ns). Từ điểm này có thể thấy mạch điều khiển laser chế độ burst- mode không cần thiết phải xây dựng mạch phức tạp hơn so với mạch điều khiển laser chế độ liên tục. Hình 2.21–Sơ đồ khối của IC điều khiển laser diode điển hình Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 76 Hình 2.22–So sánh giữa mạch LDS trong 2 chế độ liên tục và burst-mode Hình 2.23 là 2 sơ đồ chuẩn dùng cho mạch chức năng điều khiển APC trong mạch điều khiển laser diode chế độ burst-mode . Đặc điểm chính của mạch APC là dựa vào vòng hồi tiếp từ photodiode điều khiển. Trong trường hợp đầu tiên (sơ đồ trên), bộ biến đổi I/V dải rộng và mạch xác định đỉnh được sử dụng; chúng thường tiêu thụ công suất khá cao. Do đó, mạch tương tự xác định đỉnh chỉ hoạt động trong một khoảng thời gian giới hạn nên thường dẫn đến việc xác định sai mức công suất tín hiệu tại thời điểm đầu của dòng tín hiệu burst. Hình 2.23-Hai sơ đồ mạch APC điển hình Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 77 Trong hình 2.23, sơ đồ phía dưới là một giải pháp khác cho mạch APC với khả năng tiêu thụ công suất ít hơn và giảm sai sót gây ra bởi thời gian hoạt động giới hạn của mạch xác định đỉnh. Mạch APC này có thể hoạt động theo từng gói tín hiệu burst hoặc theo từng bit dữ liệu và không cần thiết phải sử dụng những mạch có tốc độ xử lý cao, tiêu thụ công suất lớn. Trong suốt chuỗi dữ liệu burst đầu tiên, điện dung của photodiode Cpd được tích tụ tới giá trị xác định. Sau đó, trong suốt quá trình truyền dữ liệu burst tụ điện này được tích tụ từ dòng điện của photodiode hoặc xả bởi xung dòng phát ra từ chuỗi dữ liệu burst và nguồn dòng tham chiếu. Tại thời điểm cuối của dòng dữ liệu burst, điện áp trên tụ điện sẽ được sẽ được so sánh với điện áp tích tụ ban đầu bởi khối so sánh để phát ra xung clock. Tùy thuộc vào tín hiệu đầu ra, một bộ đếm sẽ điều khiển công suất ra của laser lên cao hoặc xuống thấp theo từng bước xác định. Do mức công suất của tín hiệu được lựa chọn bởi bộ đếm lên hoặc xuống nên thời gian giữ của mạch này là vô hạn; nhờ đó đã khắc phục nhược điểm thời gian giữ hữu hạn của mạch xác định đỉnh trước. So sánh với phương pháp điều khiển công suất theo từng bit, phương pháp điều khiển công suất theo từng burst có đáp ứng chậm hơn. Mặc dù thời gian đáp ứng của phương pháp này chậm hơn nhưng nó chỉ chiếm khoảng thời gian vài ms nên đáp ứng này vẫn rất nhanh khi so sánh với sự thay đổi của nhiệt độ và thời gian sống của laser. Ngay sau khi hệ thống được bật lên, một vài gói dữ liệu sẽ được truyền đi với mức công suất rất thấp bởi bộ đếm vẫn chưa tự điều chỉnh được tới giá trị mong muốn. Tuy nhiên, điều này chỉ xảy ra trong lần đầu tiên ONU được bật lên và có thể khắc phục bằng cách phát đi một chuỗi ngắn các gói burst thăm dò nhằm mục đích điều chỉnh giá trị của bộ đếm trong suốt thời gian ONU được bật lên từ pin dự phòng và giá trị của bộ đếm vẫn còn tham gia vào hệ thống. Hình ảnh của tín hiệu quang và định thời của BM-Tx cho mang EPON được thể hiện như hình 2.24 trong đó là các mẫu mắt, gói dữ liệu burst, mẫu tín hiệu laser ở chế độ burst “on” và “off”. Mẫu mắt được đo bằng cách truyền chuỗi dữ liệu bất kỳ 27 – 1 bit và công suất phát của laser khi không truyền dữ liệu < -47 dBm. Thời gian laser burst-off dưới 2ns còn thời gian laser burst-on dưới 8ns. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 78 Hình 2.24–Tín hiệu định thời và mẫu mắt của BM-Tx mạng EPON Hình 2.25 là một ví dụ mẫu mắt đo được trong dải nhiệt độ rộng từ -400C tới 800C. Do tác dụng của mạch APC, laser có công suất phát ổn định trong khoảng 25% cạnh mắt và tỉ số phân biệt mức công suất ổn định trên 10dB. Do tốc độ đáp ứng nhanh của các IC điều khiển laser chế độ burst-mode có tốc độ từ 155Mbps đến 1,25Gbps nên các IC này được sử dụng phổ biến trong các mạng EPON, GPON và BPON. Các mạch điều khiển laser có thể điều khiển một cách độc lập dòng phân cực và điều chế thông qua vòng lặp APC nhằm mục đích bù sự biến thiên công suất phát của laser do sự thay đổi của nhiệt độ và điện áp đặt vào. Các IC điều khiển laser F-P và DFB thường có dòng điều chế khoảng 100mA và dòng phân cực khoảng 80mA. Để giảm giá thành của các module ONU, các bộ khuếch đại giới hạn chế độ liên tục thường được tích hợp với mạch điều khiển laser chế độ burst-mode trên 1 chip. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 79 Hình 2.25–Mẫu mắt đo được ở các nhiệt độ khác nhau 2.2.4.2. Bộ thu quang chế độ burst-mode Đặc điểm chính của bộ thu chế độ burst-mode là có độ nhạy cao, dải động rộng và đáp ứng nhanh. Độ nhạy của đầu thu liên quan chặt chẽ tới dự trữ công suất trong mạng PON. Nếu độ nhạy được cải thiện 3 dB thì đồng nghĩa với việc tăng gấp đôi tỉ số chia trong mạng PON tức là sẽ có gấp đôi số người dùng được chia sẻ trong cùng một mạng. Dải động là tham số cần phải quan tâm vì nó ảnh hưởng tới độ dài mạng được lắp đặt cho phép sử dụng chung giữa người dùng ở gần hoặc xa bộ chia quang trong mạng. Yêu cầu đặt ra cho bộ thu tín hiệu burst-mode là khả năng nhanh chóng khôi phục lại mức logic của các chuỗi burst riêng biệt. Nguyên tắc cơ bản là sử dụng các mạch ghép DC để nhanh chóng đo được mức tín hiệu tới từ dòng dữ liệu đến rồi nhanh chóng điều chỉnh mức ngưỡng phù hợp. Bộ thu tín hiệu chế độ burst-mode được chia thành 2 cấu trúc chính : cấu trúc hồi tiếp phía sau và hồi tiếp phía trước như hình 2.26. Trong cấu trúc hồi tiếp phía trước, mạch tiền khuếch đại ghép DC thường được sử dụng. Tín hiệu nhận được sẽ được khuếch đại rồi chia thành 2 nhánh. Nhánh đầu tiên từ đầu ra của bộ khuếch đại sẽ đi tới bộ khuếch đại vi sai được ghép trực tiếp. Nhánh thứ hai được hồi tiếp về phía trước tới mạch xác định đỉnh để lấy lại thông tin từ biên độ tín hiệu tới của các gói nhận được. Từ đầu ra của bộ xác định đỉnh, mức ngưỡng thích hợp được lựa chọn thích nghi ở phía trước bộ khuếch đại vi sai. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 80 Tại đầu ra của bộ khuếch đại vi sai, biên độ tín hiệu thu được từ các gói dữ liệu được khôi phục và xử lý tiếp tục. Trong cấu trúc hồi tiếp phía sau, biên độ tín hiệu sẽ được khôi phục tại tầng tiền khuếch đại. Bộ khuếch đại vi sai biến đổi trở kháng với mạch xác định đỉnh hình thành một vòng lặp. Mạch xác định đỉnh quyết định mức ngưỡng tức thời cho tín hiệu tới. Đầu ra của tầng tiền khuếch đại sẽ được ghép DC với các tầng khuếch đại kế tiếp. Trên quan điểm thiết kế thì mạch hồi tiếp phía sau sẽ hoạt động ổn định hơn mạch hồi tiếp phía trước bởi vòng hồi tiếp âm cho phép bộ thu hoạt động ổn định hơn nhưng lại yêu cầu thêm một mạch tiền khuếch đại biến đổi trở kháng. Trong cấu trúc hồi tiếp phía trước, mạch tiền khuếch đại ghép DC thông thường được sử dụng nhưng cần được thiết kế một cách kỹ lưỡng để tránh xảy ra tự kích gây ra dao động trong mạch. Bộ thu quang còn có thể được phân loại dựa vào cách xác định ngưỡng của nó. Cách đặt ngưỡng đầu tiên là đầu thu xác định ngưỡng thích nghi dựa vào tín hiệu quang thu ở đầu vào. Do đó, phương pháp này gọi là phương pháp tự động điều khiển ngưỡng ATC (Auto Threshold Control). Cách đặt ngưỡng thứ hai là đầu thu xác định ngưỡng hoàn toàn dựa vào trường “preamble” trong gói dữ liệu thông qua kỹ thuật tự động điều khiển hệ số khuếch đại AGC và giữ giá trị là hằng số trong trường “payload”. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 81 Hình 2.26–Cấu trúc bộ thu tín hiệu chế độ burst-mode Hình 2.27 thể hiện sơ đồ khối của một IC khuếch đại chế độ burst-mode bao gồm bộ khuếch đại giới hạn, đệm tín hiệu đầu ra và mạch ATC. IC này hoạt động do 1 nguồn +3.3V cung cấp. Mạch ATC gồm có : mạch xác định ngưỡng, mạch hồi tiếp DC, mạch chia đôi và mạch “reset”. Như đã thấy đáp ứng của mạch ATC trong hình 2.27, mạch xác định ngưỡng khi nhận được mức logic “1” ở đầu vào tín hiệu Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 82 thì mạch hồi tiếp DC sẽ giữ mức logic “0”. Mạch chia đôi sẽ đặt mức ngưỡng ở giữa 2 mức tín hiệu trên. Để xóa tín hiệu đầu ra của mạch xác định ngưỡng, mạch “reset” nhanh chóng xả điện tích thông qua tụ điện giữ mức đỉnh cùng với tín hiệu “reset” được gửi tới. Như vậy, rõ ràng mạch ATC là mạch xác định đỉnh có độ chính xác cao với đáp ứng nhanh và độ nhạy cao. Bộ thu chế độ burst-mode yêu cầu khả năng hoạt động dưới một dải động rất rộng, đáp ứng nhanh bắt đầu từ bit tín hiệu đầu tiên của gói dữ liệu đưa tới và xác định được tín hiệu với tỉ số phân biệt rất thấp. Để có thể hoạt động đạt được những yêu cầu trên, mạch tiền khuếch đại cần phải tự điều chỉnh hệ số khuếch đại theo từng burst tức là hệ số khuếch đại lớn cho tín hiệu nhỏ và hệ số khuếch đại nhỏ cho tín hiệu lớn. Trong cùng một thời điểm, mạch tiền khuếch đại burst-mode phải có thể phân biệt được mức tín hiệu có hệ số phân biệt thấp với độ nhạy cao. Nếu đầu vào là tín hiệu lớn nhưng có hệ số phân biệt thấp tới mạch tiền khuếch đại AGC thông thường, dạng tín hiệu đầu ra sẽ bị phân cực lớn như hình 2.28a. Biên độ tín hiệu ra sẽ bị hạn chế làm cho đầu thu khó có thể phân biệt được mức logic “0” và “1” một cách phù hợp. Nhằm giải quyết vấn đề về sự hạn chế của tỉ số phân biệt mức tín hiệu đầu ra, một khối AGC có khả năng điều khiển khuếch đại biến đổi trở kháng cần được thêm vào từng tầng trong mạch phụ thuộc vào biên độ tín hiệu đầu vào. Hình 2.28b là đáp ứng của khối AGC này cho tín hiệu burst có tỉ số phân biệt thấp. Đường G1 trên hình vẽ là đáp ứng của bộ khuếch đại biến đổi trở kháng cho tín hiệu lớn, đường G2 là đáp ứng cho tín hiệu nhỏ với hệ số khuếch đại cao hơn so với trường hợp tín hiệu lớn. Để bảo đảm khuếch đại trong cùng một tầng, mức logic “0” không thể lớn bằng mức logic “0” trong các bộ tiền khuếch đại thông thường. Nhờ vậy, mạch này có khả năng phân biệt mức logic “0” và “1” một cách thích hợp, cho phép đầu thu khôi phục lại tín hiệu burst với tỉ số phân biệt thấp. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 83 Hình 2.27–Sơ đồ khối của một IC tiền khuếch đại chế độ burst-mode Hình 2.28–So sánh giữa mạch AGC thông thường và mạch AGC burst-mode Hình 2.29a là hình dạng một bộ tiền khuếch đai AGC. Mạch này gồm một mạch xác định mức nền BLD (Bottom Level Dectector), mạch điều khiển khuếch đại GCC (Gain Control Circuit), mạch “reset” và một transistor FET nối song song với điện trở hồi tiếp. Hình 2.29b là đáp ứng của từng khối với tín hiệu burst ở đầu vào. BLD nhanh chóng xác định mức nền của tín hiệu sau tầng khuếch đại thứ ba và mạch giữ trong BLD sẽ giữ lại mức tín hiệu này. Tùy theo mức tín hiệu này, mạch GCC sẽ phát ra một điện áp không đổi trong suốt quá trình hoạt động của tầng này để đưa tới điện áp cực cổng của FET (FET được nối song song với điện trở hồi tiếp nhằm mục đích giảm trở kháng hồi tiếp). Khi dòng đầu vào IC tăng (do công suất Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 84 tín hiệu quang tới cao), điện áp cực cổng của FET tăng làm giảm biến đổi trở kháng. Vì thế biến đổi trở kháng phụ thuộc vào dòng điện đầu vào. Khi tín hiệu trong tầng thay đổi, một tín hiệu “reset” được phát ra tới BLD, đầu ra của mạch GCC và mạch khuếch đại biến đổi trở kháng để chúng trở về trạng thái ban đầu. Kết quả là tầng khuếch đại có dải động lớn mặc dù với tín hiệu có tỉ số phân biệt thấp. Hình 2.29–Sơ đồ khối và nguyên tắc hoạt động của tầng tiền khuếch đại AGC Tất cả các bộ thu được nói đến ở trên đều được ghép trực tiếp giữa các tầng giúp cho chúng có đáp ứng nhanh và giảm sai sót với tín hiệu burst. Những thiết bị này được xây dựng cho mạng BPON và GPON với đặc điểm định thời một cách chặt chẽ. Có thể lấy ví dụ trong mạng GPON tốc độ dữ liệu 1,244Gbps với 32 bit bảo vệ (25,6ns) được chỉ định cho thời gian laser bật và tắt, 44 bit trong trường “preamble” (35,4ns) tại đầu mỗi gói burst chỉ định cho việc điều khiển khuếch đại và phục hồi xung clock. Như đã biết trong mạng EPON, bộ thu có thời gian khởi động lên tới 400ns cho phép sử dụng mạch ghép AC cho những ứng dụng có thời gian đủ ngắn cho phép. Khi mạch ghép AC được ứng dụng cho những mạch có hằng số thời gian nhỏ làm cho mạch có đáp ứng rất nhanh với tín hiệu đầu vào. Hình 2.30 thể hiện sơ đồ khối của 2 mạch thu quang chế độ burst-mode ghép AC và ghép DC. Trong hình 2.30, mạch ghép AC gồm 1 tụ ngăn cách giữa 2 tầng liên tiếp, mạch tiền khuếch đại tại đầu ra đã được phối hợp trở kháng và mạch khuếch đại giới hạn phối hợp trở kháng đầu vào. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 85 Hình 2.30–So sánh giữa đầu thu sử dụng mạch ghép AC và DC Tóm lại, kiến trúc transceiver của mạng FTTH sử dụng chế độ truyền burst-mode đã đẩy nhanh tốc độ truyền nhận dữ liệu. Thông qua việc thiết kế chi tiết các mạch điều khiển laser, sử dụng ghép tầng trực tiếp DC, mạch xác định tín hiệu thích nghi,… ; mạng FTTH có thể có tốc độ truyền nhận dữ liệu gấp nhiều lần kiến trúc transceiver thông thường. Công nghệ mạch tổ hợp sẽ tiếp tục giúp tăng tốc độ của kiến trúc này. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 86 Chương III : MẠCH PHÁT VÀ LÀM SẮC XUNG CỰC NGẮN Hiện nay, khi mạng FTTH đang ngày càng đẩy nhanh tốc độ truyền tải dữ liệu (từ 1,25Gbps lên tới 10Gbps), việc tạo và làm sắc xung có sườn khoảng vài trăm ps là vấn đề tất yếu xảy ra. Bên cạnh đó, hầu hết các linh kiện phát quang là LED và laser đều bị hạn chế tốc độ bởi thời gian sống của hạt tải dẫn tới việc kéo dài sườn xuống của xung quang. Điều này đã dẫn tới vấn đề cần phải thiết kế một máy phát xung cực ngắn có sườn lên và xuống tầm cỡ từ vài chục tới vài trăm pico giây. Có rất nhiều giải pháp được đưa ra giải quyết vấn đề này như sử dụng chuyển mạch quang dẫn, sử dụng đường truyền phi tuyến NTLT hoặc sử dụng diode SRD,… Trong đó, máy phát xung sử dụng diode SRD là một giải pháp đơn giản có giá thành thấp nhất thỏa mãn được nhu cầu cần thiết này. Trong luận văn này, vấn đề trên đã được giải quyết bằng cách sử dụng máy phát xung SRD với khả năng điều chỉnh độ rộng xung dùng đường dây trễ ngắn mạch. 3.1. Step-recovery-time diode (SRD) Diode SRD được tạo nên bằng cấu trúc gồm 2 chuyển tiếp p-i-n có đặc tính tương tự như chuyển tiếp p-n thông thường. Tuy nhiên, đặc tính động của diode này rất khác biệt nên tính chất này làm cho nó trở thành một ứng dụng rộng rãi trong các chuyển mạch tốc độ cao. 3.1.1.Đặc tính lý tưởng của SRD Tính chất độc đáo nhất của SRD là khả năng thay đổi một cách nhanh chóng trở kháng của nó phụ thuộc vào lượng điện tích tích tụ trong nó. Quá trình tích tụ điện tích xảy ra là kết quả của việc tái hợp những hạt tải thiểu số được tiêm vào thông qua chuyển tiếp p-i-n dưới trường phân cực thuận. Dưới điều kiện phân cực thuận, trở kháng của diode khá nhỏ (thường nhỏ hơn 1 Ohm). Ngay khi điện áp ngược đặt vào diode, diode vẫn giữ nguyên giá trị trở kháng thấp cho tới khi điện tích tích tụ tại tiếp giáp của nó được xả hết. Ngay tại thời điểm phóng hết điện tích, diode chuyển trạng thái lập tức từ trở kháng thấp lên trở kháng cao và hoàn toàn chặn dòng phân cực ngược đặt vào nó. Quá trình biến đổi trở kháng này xảy ra trong Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 87 khoảng thời gian ngắn hơn 1ns. Vì vậy, SRD được dùng trong những ứng dụng phát xung có sườn cực ngắn (khoảng vài chục pico giây) hoặc sửa dạng những xung có sườn biến đổi chậm. Hình 3.1-Hình ảnh SRD diode Điện tích tích tụ dưới điện áp phân cực thuận được tính toán bằng cách giải phương trình phân bố điện tích : ( ) dQ Qi t dt τ= + với Q>0 [3.1] Trong đó i(t) là dòng điện tức thời chạy qua diode, Q là lượng điện tích tích tụ trong chuyển tiếp và τ là thời gian sống của hạt tải thiểu số của diode. Trong trường hợp dòng tích tụ không thay đổi, điện tích tích tụ được cho bởi công thức : /(1 )FtF FQ I e ττ −= − [3.2] Trong đó QF là điện tích tích tụ tại chuyển tiếp, IF là dòng điện phân cực thuận và tF là khoảng thời gian điện áp phân cực thuận đặt lên diode. Khi dòng phân cực ngược chạy trên diode không đổi thì thời gian để diode xả hết điện tích là : /(1 )ln 1 Ft S F R t I e I τ τ −⎡ ⎤−= +⎢ ⎥⎣ ⎦ [3.3] Trong đó : tS là khoảng thời gian cần thiết để xả hết điện tích tích tụ bởi dòng IF bằng dòng phân cực ngược IR. 3.1.2.Đặc tính thực tế của SRD Với diode SRD trong thực tế, cần phải kể tới sự xuất hiện của các thông số ký sinh khi đóng vỏ. Điều đó được thể hiện thông qua sự khác biệt giữa dạng sóng tín Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 88 hiệu ra của diode lý tưởng và diode thực tế như hình 3.2. Để mô hình hóa đặc tính động thực tế của diode SRD, mạch tương đương được thể hiện như hình 3.3. Thông số ký sinh đầu tiên ảnh hưởng tới tín hiệu ra là điện trở động của diode gây ra sự sụt đỉnh của tín hiệu ra trên diode dưới điều kiện phân cực thuận : F F SV I Rφ= + [3.4] Trong đó VF là điện áp sụt trên diode, φ là rào thế của chuyển tiếp (0,7÷0,8V) và RS là điện trở động của diode. Điện áp sụt được thể hiện rõ trên hình 3.2 ở dạng tín hiệu ra trước mạch sửa dạng xung. Hình 3.2-Đặc tuyến động lý tưởng và không lý tưởng của diode SRD Hình 3.3-Mạch tương đương của diode SRD Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 89 Thông số ký sinh thứ hai ảnh hưởng tới tín hiệu ra là điện cảm ký sinh của diode (do quá trình đóng vỏ) tạo ra những đỉnh nhọn trên xung tín hiệu bởi sự thay đổi nhanh của dòng phân cực ngược chạy qua điện cảm ký sinh. Điện áp gây ra bởi điện cảm này được tính theo công thức : ax ( ax) = L dL P m diV m dt ⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦ [3.5] Trong đó : VL là điện áp cực đại của các đỉnh xung nhọn, LP là điện cảm đóng vỏ. Giá trị của các đỉnh xung nhọn này sẽ giảm đi bằng cách sử dụng những phương pháp đóng vỏ có thông số ký sinh thấp hơn. Trong luận văn này sử dụng diode SMMD840 có điện cảm đóng vỏ khoảng 2nH. Các thông số này được cho bởi datasheet trong phần phụ lục. Một hiện tượng khác quan sát được trên xung hình 3.2 là việc xung tín hiệu bị dâng mức nền. Điện áp này xuất hiện do thành phần dòng phân cực ngược chạy qua điện trở động RS của diode trong suốt quá trình tích tụ của diode. Điện áp này được xác định bởi : ( )P F R SV I I R= + [3.6] Trong đó VP là điện áp dâng mức nền. Thông thường, giá trị của điện áp này rất nhỏ khoảng 0,16V. Hiện tượng này có thể bỏ qua đối với mạch chỉnh dạng xung có biên độ lớn. Thông số ký sinh cuối cùng gây ảnh hưởng tới tín hiệu ra là điện dung ký sinh CP của quá trình đóng vỏ linh kiện. Điện cảm ký sinh LP và điện dung ký sinh CP này gây ra hiện tượng dao động “damping” của SRD. Hiện tượng này có thể khắc phục bằng cách chọn lựa SRD có thông số đóng vỏ thấp. 3.1.3.Thời gian chuyển tiếp của SRD Thời gian chuyển trạng thái lên của SRD được xác định bằng thời gian diode thay đổi trở kháng của nó trong mạch. Thông số này phụ thuộc vào việc thiết kế diode, mạch ngoài và mật độ điện tích tích tụ trong diode. Thời gian lên của diode là sự kết hợp của 2 thành phần xác định theo công thức : 2 2 r t RCt t t= + [3.7] Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 90 Trong đó tt là thời gian lên của diode do quá trinh nội tại trong nó (thông số này được cho bởi nhà sản xuất; trong luận văn này sử dụng diode có tt là 70ps) và tRC là thời gian lên của mạch điều khiển diode phụ thuộc vào điện dung phân cực ngược của diode CVR ( gồm điện dung tiếp giáp Cj song song với điện dung đóng vỏ CP) của SRD. Trong trường hợp sườn xung tính từ 10%-90% biên độ, tRC được tính theo công thức : tRC = 2,2ReqCVR [3.8] còn nếu tính từ 20% tới 80% biên độ thì được tính theo công thức : tRC = 1,4 ReqCVR [3.9] Trong đó Req là điện trở tương đương của điện trở của nguồn mắc song song với điện trở của tải. 3.2.Thiết kế mạch phát và làm sắc xung cực ngắn 3.2.1.Nguyên lý thiết kế Mạch phát xung sử dụng SRD thông thường chỉ có thể sửa dạng xung hoặc phát xung có một sườn nhanh mà không thể thay đổi độ rộng của xung. Để có thể tạo ra xung có độ rộng thay đổi được, mạch sử dụng phương pháp như hình 3.4. Hình 3.4-Mạch nguyên lý Trong hình trên, mạch gồm nguồn phát tín hiệu có trở kháng 50Ω. Nguồn phát có thể phát xung hình sin hoặc xung vuông. Mạch gồm diode SRD, đường dây trễ có độ dài Ld và tải 50Ω. Nguyên lý hoạt động của mạch : Trên hình vẽ 3.5 dưới đây minh họa xung tín hiệu sau SRD sử dụng máy phát xung 2 cực tính (hoặc có thể sử dụng máy phát tín hiệu hình sin). Tại nửa chu kỳ Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 91 đầu, SRD phân cực thuận, điện tích được tích tụ tại SRD và lúc này chưa có điện áp ra trên tải. Dòng phân cực thuận IF sẽ tích tụ điện tích tại lớp I của chuyển tiếp p-i-n trong khoảng thời gian tF. Tại nửa chu kỳ sau, điện áp đặt vào SRD chuyển xuống âm, SRD phân cực ngược. Ngay tức thời, SRD xả hết điện tích tích tụ ra đường truyền tạo ra xung có dạng như hình vẽ. Hình 3.5-Dạng xung tạo ra sau khi qua diode SRD Nhìn từ phía tải, xung này chia thành 2 xung tại điểm nối tiếp giữa đường truyền và đường dây ngắn mạch Ld : một xung truyền dọc theo đường truyền chính nối tiếp tải tới cửa ra, một xung truyền dọc theo đường truyền ngắn mạch. Theo nguyên lý đường truyền siêu cao tần, hệ số phản xạ của một đường truyền ngắn mạch là : 0 0 0 50= 1 0 50 L L Z Z Z Z − −Γ = = −+ + [3.10] Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 92 Từ công thức 3.10 có thể thấy được xung phản xạ từ đường truyền ngắn mạch có cực tính ngược với xung phát ra và được truyền trở lại đường truyền chính sau một khoảng thời gian rồi kết hợp với xung trên đường truyền chính tạo thành xung phát ra trên tải. Lúc này, đường truyền ngắn mạch có vai trò như một đường trễ với khoảng thời gian trễ giữa 2 xung truyền trên đường truyền chính là : 2 d d p Lt v = [3.11] Trong đó vp là vận tốc truyền sóng trên đường truyền ngắn mạch được tính theo công thức 3.12 p cv ε= [3.12] Trong đó ε là hằng số điện môi của môi trường truyền sóng. Hình 3.6 là hình ảnh 2 xung truyền trên đường truyền chính kết hợp lại tạo thành một xung có sườn lên và xuống bằng thời gian chuyển tiếp giữa 2 trạng thái của diode SRD; độ rộng xung bằng chính thời gian trễ truyền sóng tdelay trên đường truyền ngắn mạch (tại sau điểm nối giữa đường truyền chính và đường truyền ngắn mạch). Xung phản xạ có cực tính ngược với xung phát ra và có biên độ thấp hơn xung truyền thẳng do suy hao trên đường truyền ngắn mạch. Hình 3.6-Hình ảnh tổng hợp của 2 xung tới tải Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 93 3.2.2.Thiết kế mạch phát và làm sắc xung cực ngắn Để có thể tạo ra xung có độ rộng thay đổi được, đường dây trễ sử dụng trong mạch thiết kế dùng cáp semi-rigid để tạo thành đường truyền phản xạ có thể thay đổi được chiều dài. Do xung yêu cầu thiết kế có độ rộng khoảng vài ns đồng thời có sườn dốc (vài trăm ps) nên tất cả linh kiện sử dụng đều có dải thông rộng đồng thời sử dụng linh kiện lắp ráp bề mặt. Mạch in thiết kế sử dụng đường truyền microstrip trên đế điện môi CGP-500 BF-6012 có dải thông tới 18GHz (chi tiết xem phần phụ lục). Cáp semi-rigid dùng làm đường truyền ngắn mạch cũng có dải thông khoảng 18GHz, các đầu nối tới máy phát xung 2 cực tính (máy phát tín hiệu hình sin) và cổng ra đều sử dụng connector SMA. Diode SRD sử dụng trong mạch SMMD840 (dạng 2 chân) có thời gian sống của hạt tải thiểu số là T = 10ns cho phép máy phát xung có tần số nhịp lên tới 100MHz, sườn xung tạo ra có thời gian lên và xuống khoảng 70ps (thông số này thể hiện thời gian chuyển trạng thái của SRD thường được hãng sản xuất cung cấp). Diode Schottky sử dụng trong mạch là diode HSMS8101 có điện áp ngưỡng khoảng 0,35V (cần chọn điện áp ngưỡng của Schottky càng thấp càng tốt ta sẽ được lợi về biên độ xung đầu ra do sụt áp trên Schottky). Sơ đồ mạch thiết kế : Hình 3.7-Mạch phát và làm sắc xung cực ngắn Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 94 Trong sơ đồ trên, connector SMA đầu vào được nối với máy phát xung 2 cực tính hoặc máy phát xung hình sin có tần số nhịp dưới 100MHz. Điện trở R1 và R3 là 2 điện trở ổn định trở kháng vào và ra của mạch được chọn giá trị là 50Ω. Tụ C1 là tụ ngăn tầng giữa tầng ra và tầng vào mạch. Diode Schottky được nối tiếp sau SRD và đường dây trễ nhằm mục đích cắt đi những xung nhọn âm (do quá trình cộng 2 xung) tạo dạng cho xung ở ngõ ra trên tải. Điện áp Vbias được sử dụng sau tụ C1 để tạo điện áp phân cực cho xung tín hiệu đầu ra. Như đã trình bày ở trên, khi phát laser điện áp đặt trên nó phải vượt qua giá trị ngưỡng Vthreshold thì laser mới phát xung quang. Vì vậy, tại đầu ra đặt Vbias gần tới Vthreshold nhằm mục đích giảm thời gian trễ khi phát xung quang tại tầng driver phía sau. Tụ C2 được dùng để lọc tín hiệu 1 chiều phân cực cho mạch, điện trở R1 và L1 mắc nối tiếp với Vbias tạo điện áp phân cực. Điện cảm L1 được dùng để chặn tín hiệu cao tần dội ngược về phía nguồn 1 chiều. Cổng ra sử dụng connector SMA để nối trực tiếp tới tầng điều khiển laser. Trong thiết kế mạch ta chọn ZL>> Z0 = 50Ω thì càng tốt giảm tín hiệu cao tần phản xạ ngược về nguồn nên tại tần số 10GHz, ZL chọn khoảng vài chục kΩ trở lên hay nói cách khác L ta chọn khoảng vài chục µH. Tụ C1 làm nhiệm vụ ngăn cách tín hiệu một chiều giữa tầng vào và ra nằm nối tiếp trên đường truyền nên thường chọn giá trị trở kháng khá nhỏ để giảm phản xạ do sự biến đổi trở kháng khi tụ C1 nối tiếp trên đường truyền (ZC1 nt Z0). Trong mạch thiết kế chọn giá trị tụ C1 có trở kháng dưới mΩ tại tần số 10GHz đảm bảo tầng ra phối hợp trở kháng 50Ω. Tính toán đường truyền mạch vi dải : Đường truyền mạch vi dải là loại đường truyền sóng phẳng được dùng phổ biến nhất hiện nay bởi nó dễ dàng thiết kế và thực hiện thông qua công nghệ làm mạch in thông thường. Đồng thời, mạch vi dải dễ dàng tổ hợp với các linh kiện tích cực và thụ động lắp ráp bề mặt. Đường truyền vi dải gồm 1 dải dẫn có độ rộng W được in trên đế điện môi có độ dày h và hằng số điện môi εr. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 95 Hình 3.8-Đường truyền mạch vi dải Do tính chất không đồng nhất của đường truyền vi dải (một mặt tiếp xúc với đế điện môi, một mặt tiếp xúc với không khí) nên mode sóng truyền trên đường truyền vi dải không phải là mode sóng TEM lý tưởng do một phần trường truyền trong môi trường không khí. Do đó, sóng truyền trên đường truyền mạch vi dải là sóng quasi- TEM và các thông số đường truyền được tính toán gần đúng bằng những công thức thực nghiệm dưới đây. Vận tốc pha của sóng : p e cv ε= [3.13] Trong đó εe là hằng số điện môi tương đương của mạch vi dải được tính theo hằng số điện môi của đế ε bởi công thức sau : 1 1 1 2 2 121 e X h W ε εε + −= + + [3.14] Trở kháng của đường truyền vi dải được tính theo công thức : 0 60 8ln 4e d WZ W dε ⎡ ⎤= +⎢ ⎥⎣ ⎦ với W/d ≤1 [3.15] [ ]0 120 / 1.393 0.667 ln( / 1.444)e Z W d W d π ε= + + + với W/d ≥1 [3.16] Trong trường hợp đã biết trở kháng đặc tính của đường truyền Z0 và hằng số điện môi của đế ε thì tỉ số W/d được tính bởi công thức sau : 2 8 2 A A eW d e = − với W/d< 2 [3.17] Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 96 2 1 0.611 ln(2 1) ln( 1) 0.39 2 W B B B d ε π ε ε ⎡ − ⎤⎧ ⎫= − − − + − + −⎨ ⎬⎢ ⎥⎩ ⎭⎣ ⎦ với W/d> 2 [3.18] Trong đó : 0 1 1 0.11(0.23 ) 60 2 1 ZA ε εε ε + −= + ++ [3.19] 0 377 2 B Z π ε= [3.20] Trong đường truyền siêu cao tần, trở kháng sóng của đường truyền thường là Z0=50 Ohm. Dựa vào thông số đế điện môi và công thức 3.17 ÷ 3.20 ta tính được độ rộng của đường truyền (thiết kế cho tần số 10GHz) là : W = 1.323(mm) Trong thiết kế, để giảm suy hao do trở kháng bề mặt của lớp dẫn , mạch thiết kế phải thêm ma trận lỗ khoan như hình vẽ 3.10 đồng thời nhằm giảm suy hao truyền sóng trong không khí của đường truyền mạch vi dải cần thiết kế các đường GND sát với đường truyền tín hiệu gần nhất có thể được. Dưới đây là hình ảnh máy phát xung và layout mạch thiết kế : Hình 3.9-Hình ảnh mạch phát xung cực ngắn Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 97 Hình 3.10-Hình ảnh mạch in layout 3.2.3.Kết quả thực nghiệm Dưới đây là kết quả thực nghiệm đo đạc xung tín hiệu tại đầu ra với độ rộng thay đổi được từ 4ns tới 500ps được dùng dao động ký sampling 3S1 Tektronic tần số 1GHz. Hình 3.11- Xung độ rộng 4ns, sườn xung 1ns Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 98 Hình 3.12- Xung độ rộng 500ps, sườn xung 500ps Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 99 Chương IV : ỨNG DỤNG CỦA MẠCH PHÁT VÀ LÀM SẮC XUNG CỰC NGẮN 4.1.Ứng dụng của máy phát xung cực ngắn Máy phát xung cực ngắn được thiết kế để sử dụng trong mạch điều khiển laser và LED nhờ khả năng thay đổi được độ rộng xung và xung có sườn lên và xuống chỉ trong khoảng vài chục tới vài trăm ps. Mạch phát xung này được đặt trước tầng driver cho LED và laser nhằm nâng tốc độ truyền dữ liệu lên tới 1,23Gbps sử dụng 2 IC driver MAX3966 dùng cho LED và MAX3996 dùng cho laser (chi tiết tại phần phụ lục). 4.2.Một số ứng dụng phát triển của mạch phát xung cực ngắn Ngoài những ứng dụng trong thông tin quang, mạch phát xung SRD còn được sử dụng trong rất nhiều các lĩnh vực khác nhau. 4.2.1.Ứng dụng trong hệ thống UWB Ngày nay, mạng thông tin không dây đang phát triển mạnh mẽ và liên kết không dây cũng đang chiếm một vai trò quan trọng trong hầu hết các lĩnh vực thông tin. Các mạng WLAN, WPAN và mạng ad-hoc được xây dựng ở khắp mọi nơi. Sự phát triển của hệ thống mạng không dây dựa trên nền tảng của kỹ thuật UWB. Kỹ thuật UWB là đưa ra những giải pháp sử dụng hiệu quả hơn vùng phổ vô tuyến có sẵn mà không cần phải tìm kiếm một vùng phổ mới. Kỹ thuật UWB đã được tổ chức FCC phát triển dành cho những liên kết vô tuyến. Xuất phát từ công thức Shanon : 2log (1 )C B SNR= + [4.1] Trong đó C là dung lượng của đường truyền, B là dải thông của đường truyền và SNR là tỉ số tín hiệu/tạp âm. Rõ ràng là với dải thông của tín hiệu phát càng rộng thì chỉ cần SNR nhỏ hay nói cách khác là công suất phát rất thấp mà vẫn đảm bảo chất lượng của đường truyền. Vì vậy, hệ thống UWB được xây dựng với khả năng cung cấp dải thông rất rộng (tối thiểu là 500MHz) mà công suất phát chỉ khoảng -2dBm. Mạch phát xung UWB trở thành một đề tài rất hấp dẫn trong lĩnh vực radar và truyền thông tốc độ cao. Hệ thống UWB yêu cầu dạng tín hiệu phát ra phải có Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 100 dạng bước xung hoặc các xung vuông có độ rộng cỡ từ 1÷ 10ns và sườn xung khá dốc. Như vậy ta có thể thấy mạch phát xung SRD đóng vai trò quan trọng trong lĩnh vực UWB với khả năng thay đổi độ rộng xung và cho phép sườn xung lên tới vài chục ps. 4.2.2.Ứng dụng trong hệ thống radar định vị Trong hệ thống radar định vị, nhằm mục đích xác định chính xác vị trị của chướng ngại vật, radar phát ra một xung vào môi trường không gian. Thông qua việc đo thời gian tín hiệu phản xạ và quay ngược lại trở về phía phát mà có thể xác định chính xác khoảng cách của chướng ngại vật. Xung phát ra từ radar thường là một xung đơn hình sin có chu kỳ rất ngắn. Xung phát ra càng ngắn càng nâng cao độ chính xác của radar. Việc phát xung đơn hình sin có chu kỳ rất ngắn được tạo ra dựa trên phương pháp sử dụng diode SRD và đường dây ngắn mạch [19]. Qua đó, ta có thể thấy trong lĩnh vực radar định vị, mạch phát xung cực ngắn SRD là giải pháp rẻ tiền nhất thỏa mãn yêu cầu kỹ thuật được đặt ra. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 101 KẾT LUẬN CHUNG Sau thời gian thực tập và làm việc, đồ án “Hệ thống FTTH(Fiber-to-the-Home) Gigabits/s” đã hoàn thành đúng tiến độ đặt ra. Mạch phát và làm sắc xung cực ngắn là bước đi đầu tiên để phát triển mạch phát laser tốc độ cao ứng dụng trong mạng FTTH. Mạch có khả năng phát xung có sườn từ 100 ÷ 500 ps với độ rộng xung có thể điều chỉnh được theo yêu cầu sử dụng. Mạch phát và làm sắc xung này không chỉ ứng dụng trong việc thiết kế transceiver cho modem quang trong mạng FTTH mà còn có nhiều ứng dụng khác trong hệ thống UWB và radar. Trong quá trình thực hiện đồ án, bản thân em đã thu nhận được một số kết quả sau : - Tìm hiểu về mạng FTTH và kiến trúc transceiver trong ONU và OLT - Cấu trúc và công nghệ thiết kế các linh kiện quang điện tử - Tìm hiểu diode SRD và ứng dụng của nó - Tính toán và thiết kế mạch siêu cao tần dùng mạch vi dải - Biết cách lựa chọn linh kiện siêu cao tần và đo đạc - Tìm hiểu những vấn đề liên quan tới mạch làm sắc xung và phát xung cực ngắn Do thời gian có hạn và khối lượng công việc khá lớn cùng hạn chế bởi khả năng của bản thân nên trong đồ án này chưa hoàn thành mạch phát laser tốc độ từ 1,25Gb/s tới 2,5Gb/s cùng thiết kế mẫu transceiver ứng dụng cho mạng FTTH. Hi vọng trong thời gian tới em có thể tiếp tục hướng phát triển này cùng một số ý tưởng ứng dụng khác tiếp tục kết quả của đồ án này. Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 102 TÀI LIỆU THAM KHẢO [1]. truy cập cuối cùng ngày 23/02/2009 [2]. 6.html , truy cập cuối cùng ngày 23/02/2009 [3]. truy cập cuối cùng ngày 23/02/2009 [4]. Josep Prat, Next-Generation FTTH Passive Optical Network, Springer Press, 2008 [5]. Quang Minh, Công nghệ và chuẩn hóa mạng quang thụ động [6]. IEEE Standard for Information Technology, IEEE 802.3ah Ethernet in the First Miles Task Force, D3.3, April 19,2004 [7]. ITU-T Rec.G.983.1, Study Group 15, “Broadband optical access based on passive optical network”, Oct.1998 [8]. ITU-T Rec.G.984.2, “Gigabit-capable passive optical network (GPON) : physical media dependant (PMD) layer specification ”, Mar.2003 [9]. W.Huang, X.Li, C.Xu, X.Hong, C.Xu and W.Liang, “Optical transceivers for fiber-to-the-premises application : System requirement and enabling technologies”, J.Lightwave Technol, vol.25, pp.11-27, 2007 [10]. X.Z.Qui, P.Ossieur, J.Bauwelinck, Y.C.Yi, D.Verhulst, J.Vandewege, B.De Vos and P.Solina, “Development of G-PON upstream physical media dependent prototypes”, J.Lightwave Technol, vol.22, pp.2498-2508, Nov.2007 [11]. Y.Chang and G.Noh, “1,25Gb/s uplink burst mode tranmissions : System requirement and optical diagnostic challenges of EPON physical-layer chipset for enabling broadband optical Ethernet access network”, OFC/NFOEC’06 Paper JThB84 [12]. truy cập cuối cùng ngày 23/02/2009 [13]. truy cập cuối cùng ngày 23/02/2009 Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 103 [14]. truy cập cuối cùng ngày 23/02/2009 [15]. Cedric F.Lam, Passive Optical Network: Principle and Practice, Academic Press, 2007 [16]. Govind P.Agrawal, Fiber-Optics Communication System, Wiley Series in Microwave and Optical Engineering, 2002 [17]. J.S.Lee, C.Nguyen, “Uniplanar picosecond pulse generator using step recovery-time diode”, Electronic Letter, Vol.37, No.8, April 2001, pp.504- 506. [18]. Hewlett Packard, “Pulse and Waveform Generation with Step Recovery Diode”, Application Note 918, California/USA, October 1986. [19]. Jeong Soo Lee, Cam Nguyen and Tom Scullion, “New Uniplanar Subnanosecond Monocycle Pulse Generator and Transformer for Time- Domain Microwave Application”, IEEE Transaction on Microwave Theory and Technique, Vol.49, No.6, June 2001, pp.1126-1129 [20]. David M.Pozar, Microwave Engineering, John Wiley & Sons, 1998 [21]. Gerd Keiser, FTTX Concepts and Applications, John Wiley & Sons, [22]. www.alldatasheet.com truy cập lần cuối cùng ngày 12/05/2009 Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 104 BẢNG ĐỐI CHIẾU THUẬT NGỮ ANH-VIỆT Active component Thiết bị chủ động Active Optical Network Mạng quang tích cực Auto Power Control Tự động điều khiển công suất Bragg grating Cách tử Bragg Central Office Tổng đài Coupler Bộ ghép Dynamic Bandwidth Allocation Giao thức phân phối băng thông động Falltime Sườn xuống Guard time Khoảng thời gian bảo vệ IP convergence Tính hội tụ IP Lasing threshold Ngưỡng phát laser Multipoint Control Protocol Data Unit Giao thức điều khiển truy nhập điểm-đa điểm Network Element Phần tử mạng Operation Administration and Maintenance Bộ phận khai thác, quản lý và bảo dưỡng Optical Line Terminal Thiết bị kết cuối kênh quang Optical Network Terminal Kết nối mạng quang Passive Optical Network Mạng quang thụ động Point-to-Point Giao thức điểm-điểm Risetime Sườn lên Service Level Agreement Chức năng thỏa thuận mức dịch vụ Splitter Bộ chia quang Transceiver Bộ thu-phát Transimpedance Amplifier Bộ khuếch đại truyền trở kháng Đồ án tốt nghiệp Dương Quang Hà – KSTN-ĐTVT-K49 105 PHỤ LỤC Dưới đây là các thông số kỹ thuật của đế mạch in, diode SRD, diode Schottky và IC driver cho LED và laser