Anten radar xuyên đất gpr

tự do. Đối với trường hợp 1(tải RC tuyến tính), thay thế phương trình vào phương trình ta có: (4.13) Trong đó : Ngoại trừ tại điểm feed-point(x = 0), dòng điện phải thỏa phương trình vi phân: (4.14) Nghiệm của phương trình có dạng : (4.15) , là hằng số được xác định từ điều kiện biên , là hàm Airy(Airy functions) Áp đặt điều kiện biên tại điểm cuối dây dẫn, phương trình có thể được biểu diễn như sau : (4.16) Trong đó: Tương tự cho trường hợp 2( R là hằng số-C tăng tuyến tính), bằng cách thay thế phương trình vào phương trình ta có : (4.17) Trong đó : * Phân tích ở miền tần số(Frequency-domain analysis): Sử dụng các phương trình chúng ta sẽ tìm hiểu hiệu quả của các phương án tải của hai trường hợp như ở phương trình với kích thước anten được cho là l = 0.25 m và a = 1 mm. Dải tần số khảo sát là 0-3 Ghz vì dải này bao trùm phổ của xung kích (xung monocycle 0.8 ns như ở hình 2.9). Ở đây chỉ trình bày kết quả ở các tần số 500 Mhz, 1Ghz và 2Ghz. Các kết quả (thu được từ các phương pháp số) cho trường hợp 1 tải RC tuyến tính được thể hiện ở hình tính toán cho và Hình 4.2. Phân bố dòng điện của anten bow-tie có tải trở và tải dung đều tăng tuyến tính Có thể nhận thấy đối với trường hợp , phương án tải chưa thể triệt hết dòng điện gần điểm cuối anten. Tại tần số 2 Ghz, nếu chỉ sử dụng tải dung kết quả thu được còn tệ hơn khi không thực hiện tải. Đối với trường hợp , việc thực hiện tải trở cho thấy các kết quả chấp nhận được ở cả ba tần số khảo sát. Tuy nhiên tải dung đơn thuần vẫn không đủ khả năng triệt dòng điện ở tần số 2 Ghz. Điều này đã được cải thiện khi sử dụng kết hợp tải trở và tải dung tuyến tính. Hình 4.3 là kết quả thu được của phương trình cho trường hợp tải trở không đổi-tải dung tăng tuyến tính được vẽ với , và . Kết quả ứng với trường hợp tải RC tuyến tính cũng được trình bày ở hình 3.3 để so sánh. Hình 4.3. Phân bố dòng điện của anten bow-tie có tải trở không đổi-tải dung tăng tuyến tính Có thể nhận thấy phương án tải với tải trở là hằng số có giá trị lớn kết hợp với tải dung tăng tuyến tính trên một đơn vị chiều dài cho các kết quả tốt hơn. Những kết quả ở trên cho thấy với hai phương án tải được đưa ra, dòng đện gần điểm cuối anten bị giảm đáng kể, do đó có thể mở rộng băng thông anten. Giá trị tối ưu của thành phần điện kháng phụ thuộc vào dải tần quan tâm. Ta chú ý rằng theo hình và , tải dung đơn thuần không cho hiệu quả cao ở tần số lớn. Điều này được cải thiện đáng kể bằng cách them các điện trở không đổi hay các điện trở tăng tuyến tính. Ưu điểm của việc sử dụng tải trở không đổi là phương án tải cho anten dễ thực hiện hơn. Tuy nhiên cần lưu ý là tải trở không đổi sẽ hấp thụ trực tiếp nhiều năng lượng được bức xạ từ feed-point hơn là tải trở tăng tuyến tính. * Phân tích quá độ (transient analysis): Trong phần này chúng ta thực hiện những phân tích trong miền thời gian để xác nhận rằng phương pháp tải điện trở-điện dung có khả năng loại bở hiện tượng late-time ringing. Mô hình anten dipole lúc này trở thành mô hình đường truyền sóng cân bằng (balanced transmission line) với các tải điện trở và điện dung thụ động nối tiếp phân bố dọc đường truyền như hình 4.4. Hình 4.4. Mô hình đường truyền sóng cân bằng của anten có tải RC Các giá trị điện trở và điện dung tương ứng được xác định từ chiều dài của mỗi đoạn dây(wire segment). Dipole được khảo sát có chiều dài mỗi nhánh là 25 cm nên để thuận tiện cho việc phân tích, ta chia mỗi nhánh dipole ra làm 25 phân đoạn, mỗi phân đoạn dài 1 cm. Số lượng phân đoạn này đã được chứng minh là đủ để có kết quả phân tích chính xác cho các tần số lên đến 3 Ghz. Đối với những tần số cao hơn, độ chính xác không còn được đảm bảo vì phổ của xung kích(xung monocycle 0.8 ns) chứa những thành phần không đáng kể ở các tần số này. Các giá trị điện trở và tụ điện cho ở bảng 4.1, trong đó các giá trị điện trở theo lý thuyết tải trở Wu-King cũng được thể hiện. Những giá trị điện dung được tính toán từ các giá trị điện kháng ở 1 Ghz, cũng là những giá trị điện trở theo trường hợp tải RC tuyến tính. Chú ý rằng vì chiều dài mỗi phân đoạn dây là 1 cm, các giá trị trở kháng trong bảng tương đương với các giá trị trở kháng trên một đơn vị chiều dài đã đề cập ở phần phân tích theo miền tần số cho cả hai trường hợp tải. Bảng 4.1. Giá trị các thành phần điện trở và điện dung của anten tải RC và anten có tải điện trở theo lý thuyết Wu-King theo mô hình đường truyền sóng cân bằng hình 4.4. Dạng sóng bức xạ trong không gian tự do của anten dipole đối với các trường hợp tải được thể hiện ở hình 4.5. Các dạng sóng được quan sát ở khoảng cách 25 cm từ dipole theo hướng bức xạ chính(broadside direction). Hình 4.5. Dạng sóng phát cho các trường hợp tải RC với các giá trị R và C cho ở bảng 4.1 Tải trở và tải dung đều tưng tuyến tính Tải trở không đổi – tải dung tăng tuyến tính Tải trở theo lý thuyết Wu – King Không tải Nhận xét thấy rằng cả ba phương án tải đều có khả năng giảm thiểu hiện tượng late-time ringing xuất hiện đối với anten không tải(unloaded) ở hình 4.5 (d). Tuy nhiên sự hiện diện của các bất liên tục(discontinuity) do các điện trở và điện dung rời rạc dọc dipole trong hai trường hợp tải RC đã làm thay đổi dạng sóng chính(main pulse). So với trường hợp tải 2 (điện trở không đổi và điện dung tăng tuyến tính), trường hợp tải 1(cả điện trở và điện dung tăng tuyến tính) cho thấy ít dao động(fluctuation) trong dạng sóng hơn vì trong trường hợp này năng lượng phản xạ được hấp thụ nhiều hơn bởi những giá trị điện trở lớn ở gần cuối anten. Tuy nhiên trong cả hai trường hợp tải, giá trị đỉnh(peak value) của dạng sóng thu được đều cao hơn so với trường hợp không tải. Mặt khác, phương án tải theo Wu-King bảo toàn được dạng xung kích, tuy giá trị đỉnh của xung có thấp hơn hai phương án tải RC. Trở kháng vào(input impedance) của anten dipole có tải(loaded dipole) cho các phương án tải khác nhau được thể hiện ở hình 4.6. Hình 4.6. Trở kháng vào của anten ứng với các trường hợp tải khác nhau (a). Điện trở (b). Điện kháng Nhận xét thấy một cách hiển nhiên phương án tải theo Wu-King cho kết quả tốt nhất trong việc cải thiện băng thông anten. Phương án tải RC thứ nhất(cả điện trở và điện dung tăng tuyến tính) cho kết quả tốt hơn phương án hai(điện trở không đổi và điện dung tăng tuyến tính) do nó có đường đáp ứng trở kháng của anten phẳng hơn. Tuy nhiên, đối với những tần số từ 2 Ghz trở lên, cả ba phương án tải cho kết quả gần như nhau. Ở hình 4.7 là các phương án tải RC 1 và 2 với tải trở và tải dung được phân tích một cách riêng biệt để tìm hiểu kỹ hơn về ảnh hưởng riêng của chúng đến các phương án tải RC. Hình 4.7. Dạng sóng phát của anten với : (a). Chỉ có tải R tăng tuyến tính (b). Chỉ có tải R là hằng số (c). Chỉ có tải C tăng tuyến tính Hình 4.7 lần lượt biểu diễn dạng sóng phát đi cho phương án tải 1(điện trở và điện dung đều tăng tuyến tính) mà không có tải dung. Từ hình 4.7 có thể thấy rằng, nếu dùng tải trở tăng tuyến tính(linear R) thì đuôi của dạng sóng phẳng hơn nên khả năng làm giảm hiệu ứng late-time ringing tốt hơn. Tuy nhiên dạng sóng phát đi bị thay đổi và giá trị đỉnh thấp hơn so với trường hợp có sự hiện diện của tải dung. Ngược lại, ở hình ta quan sát thấy rằng nếu chỉ sử dụng tải trở có giá trị không đổi(constant R) thì không thể làm giảm hoàn toàn hiện tượng late-time ringing và cũng không tăng biên độ dạng sóng. Tuy nhiên, trường hợp này không làm thay đổi dạng sóng của xung phát. Hình 4.7 (c) là phương án tải chỉ sử dụng tải dung tăng tuyến tính. Phương án tải này gây ra một số biến đổi chính đối với dạng sóng của xung kích như sau: 1) Thay đổi dạng sóng 2) Tăng gấp đôi biên độ của dạng sóng 3) Tăng biên độ và độ dao động(oscillation) của sóng ringing 4) Đẩy nhanh tốc độ suy giảm của hiện tượng ringing Đối với hệ thống radar GPR dùng xung, biến đổi số 1 là có thể chấp nhận được, biến đổi số 2 và số 4 là mong muốn và biến đổi số 3 là hạn chế. Tóm lại, phương án tải chỉ dùng tải dùng tăng tuyến tính cải thiện biên độ xung phát(transmitted pulse) và làm giảm độ rộng xung ringing. Mặt khác chỉ sử dụng tải trở lại rất hiệu quả trong việc triệt ringing. Do đó sự kết hợp cả hai biện pháp này trong phương án tải RC sẽ làm cho dạng sóng phát đi có biên độ được cải thiện và giảm thiểu hiện tượng late-time ringing. Nhược điểm của phương pháp tải trở theo lý thuyết Wu-King là nó không cải thiện biên độ xung phát. Trong khi đó các phương án tải RC 1 và 2 có thể cải thiện biên độ xung phát bằng cách dịch điểm bắt đầu của khu vực tải(loaded section) về phía cuối anten. Sự bất liên tục của trở kháng bề mặt (surface impedance) gây ra bởi điểm bắt đầu của khu vực tải đã được chứng minh là hình thành nguồn bức xạ thứ cấp. Bằng cách điều chỉnh khoảng cách giữa điểm feed-point và điểm bắt đầu thực hiện tải, bức xạ từ hai vị trí này có thể được thiết kế để kết hợp với nhau theo hướng bức xạ chính để tăng giá trị biên độ của xung phát. Hình 4.8 thể hiện dạng sóng phát cho phương án tải RC 1 đối với các khoảng cách khác nhau từ điểm feed-point và điểm bắt đầu thực hiện tải. Cụ thể, kết quả thu được khi điểm tải bắt đầu từ n = 2, 4, 6 và 9 bằng cách loại bỏ dần các phần tử thụ động ứng với nhũng giá trị nhỏ hơn của n. Ví dụ, khi điểm tải bắt đầu từ n = 2 ,ta loại bỏ R1 và C1….. Hình 4.8. Dạng sóng phát của anten với các khoảng cách khác nhau từ feed-point đến điểm bắt đầu thực hiện tải Nhận xét thấy giá trị đỉnh của dạng sóng đạt được khi n = 6. Trong trường hợp này, giá trị đỉnh lớn hơn 2 lần so với trường hợp không tải. Tuy nhiên, khi điểm bắt đầu thực hiện tải được dịch về phía cuối anten, mức độ late-time ringing càng lúc càng lớn hơn. Điều này gây ra bởi giá trị cao hơn của trở kháng tại điểm bắt đầu thực hiện tải, dẫn đến sự bất liên tục mạnh hơn của dòng điện. 4.3. Tải RC(RC loading) cho anten bow-tie : 4.3.1. Phương án triển khai : Phương án tải RC thứ hai( tải trở không đổi – tải dung tăng tuyến tính) cho anten bow-tie được thể hiện như hình 4.9. Hình 4.9. Cấu hình anten có tải RC Phương pháp thực hiện có thể được mô tả cụ thể như sau : + Anten bow-tie được thi công như là một anten mạch in(printed antenna) trên một chất nền(epoxy). Tải dung tuyến tính được tạo ra bằng cách thực hiện quang khắc(photo-etching) những khe(slot) có dạng cung tròn đồng tâm trên bề mặt anten. Điện dung của những khe này giảm gần như tuyến tính khi độ rộng các khe(slot width) tăng. Do vậy, để dung kháng(reactance) tăng tuyến tính dọc anten, độ rộng các khe sẽ tăng tuyến tính về phía cuối anten. + Tải trở(resistive loading) được thực hiện bằng cách phủ lên bề mặt dẫn của anten các miếng hấp thụ cao tần(microwave absorber). Do đó, điện trở bề mặt tương đương của anten sẽ được quyết định bởi các dải dẫn(conducting strip) giữa hai khe liên tiếp. Vì điện trở bề mặt tỉ lệ nghịch với diện tích dải dẫn, nên để có được điện trở không đổi diện tích các dải dẫn được thiết kế với diện tích gần bằng nhau. + Khe đầu tiên gần với điểm feed-point nhất tạo ra một bất liên tục (discontinuity) trên bề mặt anten nên theo phần nó trở thành nguồn bức xạ thứ cấp. Cũng theo phần khoảng cách giữa khe đầu tiên này với điểm feed-point sẽ được xác định sao cho bức xạ của nó kết hợp với bức xạ từ điểm feed-point để tạo ra bức xạ lớn nhất theo hướng bức xạ chính của anten. 4.3.2. Phân tích số(numerical analysis) cho anten bow-tie với tải RC : Trong phần này đưa ra một số kết quả của việc phân tích số bằng phương pháp moment(MoM) cho anten bow-tie có tải RC. Cụ thể, ta cần thẩm định mô hình anten với tải RC thật sự có khả năng làm giảm thiểu hiện tượng late-time ringing. Để làm rõ điều này, sự so sánh giữa các phương án tải sau sẽ được thực hiện: 1) Tải trở giảm – tải dung tăng tuyến tính. 2) Tải trở và tải dung đều không đổi. 3) Tải trở không đổi – tải dung tăng tuyến tính. 4) Tải trở theo lý thuyết Wu-King – tải dung không đổi. Hình 4.10. Cấu trúc hình học của anten bow-tie có tải RC và mô hình đường truyền sóng cân bằng để phân tích MoM Hình 4.10 cho thấy cấu trúc hình học anten và mô hình đường dây cân bằng(balanced transmission line) để thực hiện phân tích MoM. Anten bao gồm N khe và N dải dẫn với độ rộng lần lượt là và . Các khoảng cách từ điểm feed-point đến những khu vực tải lần lượt là . Khoảng cách từ điểm feed-point đến khe đầu tiên là . Hình là mô hình đường truyền sóng cân bằng của anten với các phần tử điện trở và điện dung thụ động mắc nối tiếp. Thành phần điện dung được tạo thành bởi các khe và điện trở là các dải dẫn sau khi phủ miếng hấp thụ cao tần lên bề mặt anten. Điện dung theo khe thứ n tỉ lệ nghịch với độ rộng dn của khe. Để có được điện dung không đổi - điện dung tăng tuyến tính thì độ rộng khe dn được giữ không đổi – tăng tuyến tính một cách riêng biệt. Mặt khác, để có tải điện trở không đổi độ rộng dải dẫn wn được giảm tuyến tính về phía cuối anten. Việc giảm dần độ rộng dải dẫn sẽ làm cho các diện tích bề mặt của N dải dẫn này gần bằng nhau, từ đó đạt được giá trị điện trở/m2 không đổi dọc anten sau khi phủ miếng thẩm thấu cao tần lên bề mặt anten. Tương tự như vậy, để có tải điện trở giảm dần ta giữ nguyên độ rộng N dải dẫn. Phương án tải Wu-King được thực hiện bằng cách giảm dần diện tích dải dẫn về phía cuối anten sao cho giá trị điện trở/ m2 tỉ lệ với với 2l là chiều dài của anten. Một vấn đề nữa cần quan tâm đến là xác định tính chất điện của miếng hấp thụ cao tần được sử dụng cho việc mô phỏng anten bằng phương pháp số. Vật liệu cấu tạo miếng thẩm thấu cao tần là phi từ tính nên . Hằng số điện môi tương đối và độ dẫn điện được giả định là tăng theo hàm logarith so với tần số để đạt được một mô hình gần với thực tế hơn của miếng hấp thụ cao tần. Phương pháp thử sai(trial and error) được sử dụng để xác định giá trị tối ưu cho và bằng cách so sánh giữa những kết quả tính toán và đo đạc. Một cách cụ thể , trường điện bức xạ từ anten bow-tie tải RC được tính toán và đo đạc. Một số mô phỏng đã được thực hiện để tìm ra giá trị và mà cho sự phù hợp nhất giữa việc tính toán và đo đạc này. Phương pháp này được sử dụng vì những giá trị của nhà sản xuất cho các thông số và của miếng hấp thụ cao tần được sử dụng trong thiết kế anten không sẵn có. Những giá trị tối ưu của và được vẽ ở hình trong 4.11 khi đó những dạng sóng được tính toán và đo kiểm dựa trên các giá trị này được thể hiện ở hình 4.12. Hình 4.11. Các giá trị εr và σ tối ưu cho miếng hấp thụ cao tần Hình 4.12. Dạng sóng phát của anten bow-tie có tải RC với các giá trị εr và σ tối ưu Các phương án tải 1 - 4 được liệt kê ra ở trên được áp dụng cho anten với cấu trúc hình học như ở hình 4.10. Các kích thước dn và wn được cho ở các bảng (ở đây để đơn giản chỉ có kích thước của 6 khe/dải dẫn). (a) (b) (c) (d) Bảng 4.2 kích thước các slot và strip Anten bow-tie được kích bởi xung monocycle 0.8 ns và trường bức xạ được tính ở khoảng cách 25 cm từ anten theo hướng bức xạ chính. Các dạng sóng thu được cho các phương án tải khác nhau từ 1-4 thể hiện ở hình 4.13. Hình 4.13. Dạng sóng phát của anten bow-tie cho các phương án tải RC Nhận xét thấy rằng hiện tượng late-time ringing được giảm rõ rệt nhất với phương án tải thứ 3(tải trở không đổi-tải dung tăng tuyến tính). 4.3.3. Phân tích thực nghiệm : Trong phần này chúng ta triển khai phương án tải RC(tải trở không đổi-tải dung tăng tuyến tính) cho một anten bow-tie thực tế đồng thời tiến hành mô phỏng và đo kiểm thực nghiệm. * Xác định các thông số kích thước cho anten : Anten được triển khai là anten bow-tie có cung tròn (circular-end bow-tie antenna) với chiều dài tổng(cả hai nhánh) là 50 cm,góc mở anten 90 và được kích bởi xung monocycle 0.8 ns. Theo phần 4.3.2 để có được phương án tải RC với tải trở không đổi-tải dung tăng tuyến tính, độ rộng của các khe sẽ tăng tuyến tính về phía anten và độ rộng dải dẫn w thì ngược lại. Một cách lý tưởng các kích thước d và w nên được xác định để đạt được các giá trị trở kháng theo bảng ở 4.1. Tuy nhiên, vì không có cơ sở chính xác nào để xác định các giá trị điện dung của các khe và giá trị điện trở của các dải dẫn nên d và w được xác định theo trực giác. Độ rộng của khe đầu tiên d1 được xác định là 0.2 mm, đây là kích thước nhỏ nhất của d mà còn có thể thực hiện được bằng công nghệ quang khắc(photo-etching). Giá trị điện kháng(reactance) được đề nghị tại điểm cuối anten là . Vì trong trường hợp này, tại giá trị điện kháng sẽ là và giá trị điện kháng đuwọc tăng tuyến tính trên 1 cm dọc anten. Do đó, giả định rằng ứng với điện kháng ta có mm, ứng với tại điểm cuối anten. Hơn nữa, để có sự thay đổi tương đối mượt(smooth) của điện kháng, độ tăng được chọn là 0.1 mm. Độ rộng dải dẫn w được xác định theo cách tương tự nhưng theo hướng ngược lại. Dải dẫn cuối cũng có giá trị là 0.2 mm vì đây là giá trị nhỏ nhất của w còn thực hiện được bằng công nghệ quang khắc. Độ giảm cũng được chọn là 0.1 mm. Do đó, với , = 0.1 mm, và ta đạt đến N = 47. Trong bảng 4.3, 47 giá trị của d và w được chỉ ra. N (mm) Slot width (mm) Slot width (mm) n (mm) Slot width (mm) Slot width (mm) 0 40 . . 24 160 2.5 2.5 1 45 0.2 4.8 25 165 2.6 2.4 2 50 0.3 4.7 26 170 2.7 2.3 3 55 0.4 4.6 27 175 2.8 2.2 4 60 0.5 4.5 28 180 2.9 2.1 5 65 0.6 4.4 29 185 3.0 2.0 6 70 0.7 4.3 30 190 3.1 1.9 7 75 0.8 4.2 31 195 3.2 1.8 8 80 0.9 4.1 32 200 3.3 1.7 9 85 1 4 33 205 3.4 1.6 10 90 1.1 3.9 34 210 3.5 1.5 11 95 1.2 3.8 35 215 3.6 1.4 12 100 1.3 3.7 36 220 3.7 1.3 13 105 1.4 3.6 37 225 3.8 1.2 14 110 1.5 3.5 38 230 3.9 1.1 15 115 1.6 3.4 39 235 4.0 1.0 16 120 1.7 3.3 40 240 4.1 0.9 17 125 1.8 3.2 41 245 4.2 0.8 18 130 1.9 3.1 42 250 4.3 0.7 19 135 2 3.0 43 255 4.4 0.6 20 140 2.1 2.9 44 260 4.5 0.5 21 145 2.2 2.8 45 265 4.6 0.4 22 150 2.3 2.7 46 270 4.7 0.3 23 155 2.4 2.6 47 275 4.8 0.2 Bảng 4.3. Kích thước các khe và các dải dẫn của anten bow-tie có tải RC Ta thấy tỉ số diện tích bề mặt giữa dải dẫn số 47 và dải dẫn 1 khoảng 1.23. Điều này chỉ ra rằng diện tich bề mặt hầu như không đổi dọc theo anten, dẫn đến điện trở bề mặt sau khi phủ miếng thẩm thấu cao tần cũng không đổi. Anten thực tế được thiết kế trên tấm điện môi nền(substrate) epoxy mỏng(0.85 mm) với độ rộng của các khe và dải dẫn như ở bảng 4.3 thể hiện ở hình 4.14. Hình 4.14. Anten bow-tie tải RC được triển khai theo các kích thước ở bảng 4.3 Xác định khoảng cách từ điểm feed-point đến khe đầu tiên : Như đã trình bày ở phần 4.2.3, để tăng hiệu suất bức xạ, khoảng cách giữa điểm feed-point và khe đầu tiên nên được chọn sao cho bức xạ từ feed-point kết hợp với bức xạ từ khe đầu tiên này tạo nên bức xạ lớn nhất theo hướng bức xạ chính của anten. Công thức xác định khoảng cách này theo thực nghiệm : (4.18) : độ dài ứng với giá trị đỉnh cao nhất của xung phát. : vận tốc sóng trong điện môi nền. : tần số trung tâm của xung kích Để mô tả ảnh hưởng của khoảng cách feed-point đến khe đàu tiên đến giá trị đỉnh của xung phát, một vài mô phỏng FDTD đã được thực hiện cho anten bow-tie có góc mở 90, chiều dài nhánh(arm-length) 25 cm với các khoảng cách khác nhau. Kết quả mô phỏng được thể hiện ở hình 4.15. Hình 4.15. Giá trị đỉnh của xung phát với các khoảng cách lfs khác nhau * Các kết quả thực nghiệm : Phần này trình bày các kết quả đo đạc thực nghiệm một số thông số cơ bản của anten được thiết kế ở trên. + Trở kháng vào(input impedance) : Trở kháng vào của anten bow-tie có tải RC được đặt ở những khoảng cách khác nhau khi anten được đặt phía trên mặt đất cát được thể hiện ở hình 4.16. Hình 4.16. Trở kháng vào anten bow-tie có tải RC Nhận xét thấy rằng tính chất hấp thụ sóng điện từ của đất làm giảm sự biến động(fluctuation) của đường trở kháng. Việc dùng các miếng hấp thụ cao tần để thực hiện tải trở cũng đóng vai trò đáng kể trong việc giảm thiểu các biến động này. Hơn nữa dùng tải trở cũng cải thiện trở kháng vào anten ở những tần số dưới 1 Ghz. Trong các phép đo, anten được tiếp điện bằng cáp song hành (double semi-rigid) 100. Tỉ số sóng đứng(VSWR) của anten như ở hình 4.17. Có thể nhận thấy tỉ số VSWR cho anten bow-tie có tải RC được đặt phía trên đất cát nhỏ hơn 2 : 1 trong khoảng tần số từ 0.8 – 3.1 Ghz. Hình 4.17. Tỉ số sóng đứng của anten bow-tie có tải RC Như đã chỉ ra ở mục trở kháng đặc tính của anten bow-tie với góc mở 90o khoảng 188 Ω. Do đó tỉ số VSWR có thể được cải thiện khi trở kháng đặc tính của đường cáp tiếp điện (feed – line) được tăng đến giá trị này(bằng cách sử dụng balun). Mặt khác ta có thể tăng góc mở lên khoảng 155 Ω để giảm điện trở đặc tính của anten bow-tie về khoảng 100o để đạt phối hợp trở kháng với cáp song hành được dùng trong trường hợp này. Giả sử anten bow-tie có tải RC được tiếp điện bởi đường feed-line 188 Ω, tỉ số VSWR được thể hiện ở hình 4.18. Hình 4.18. Tỉ số VSWR của anten khi được tiếp điện bằng đường cáp song hành 188 Ω Ta nhận thấy tỉ số VSWR đã được cải thiện. Tỉ số VSWR 2 : 1 đạt được trong khoảng tần số 0.8 – 5.8 Ghz và tỉ số VSWR 1.5 : 1 trong khoảng tần số 1- 5.7 Ghz. + Dạng sóng phát(transmit waveform) : Dạng sóng phát được đo trong không gian tự do (free-space) thể hiện ở hình 4.19. Dạng sóng phát được quan sát ở điểm cách anten 25 cm theo hướng bức xạ chính. Hình 4.19. Dạng sóng phát của anten bow-tie với các phương án tải khác nhau trong không gian tự do Dạng sóng thu được được đo cho cả ba trường hợp sau : 1) Anten chỉ có tải dung (chưa phủ miếng thẩm thấu cao tần) 2) Anten có tải RC (có phủ miếng thẩm thấu cao tần) 3) Anten không tải Nhận xét thấy rằng, khi anten chỉ có tải dung, giá trị đỉnh của dạng sóng là lớn nhất nhưng mức độ late-time ringing lại lớn không thể chấp nhận được. Anten với tải RC đã giảm thiểu đáng kể mức độ late-time ringing đúng như lý thuyết. Anten không tải cho mức độ late-time ringing lớn nhất. Mặc dù anten với tải RC đã giảm thiểu nhiều mức độ late-time ringing nhưng vẫn chưa hoàn toàn thỏa mãn yêu cầu vì mức ringing vẫn còn lớn hơn -40 dB. Để giảm hơn nữa mức độ ringing, một quá trình tối ưu được thực hiện bằng cách thay đổi khoảng cách feed-point và khe đầu tiên Bằng phương pháp này, mức độ ringing nhỏ hơn -40 dB đạt được khi . Dạng sóng phát trong trường hợp này thể hiện ở hình 4.20. Hình 4.20. Dạng sóng phát của anten có tải RC với lfs = 9 cm (a). Theo mV (b). Theo dB Theo quan sát ở hình (biên độ xung theo dB), sự dao động(oscillation) ở đuôi (tail) của dạng sóng xuất hiện ở 4.3 ns đã có biên độ dưới -40 dB. Giá trị đỉnh tuyệt đối và tương đối của dạng sóng khi = 6 cm và = 9 cm được cho ở bảng 4.4 và bảng 4.5. Bảng 4.4.Gía trị biên độ xung khi =6cm Bảng 4.5. Gía trị biên độ xung khi =6cm Hình 4.21 là dạng sóng phát của anten bow-tie có tải RC khi được đặt ngay trên mặt đất cát (điện môi nền tiếp xúc với mặt đất) với = 6 cm . Hình 4.21. Dạng sóng phát của anten bow-tie có tải RC khi anten được đặt trên mặt đất cát (a). Theo mV (b). Theo dB Có thể quan sát thấy một điều thú vị là ở một mức độ nào đó, đất đã thay thế vai trò của miếng hấp thụ cao tần, vì trong trường hợp này khi chỉ dùng tải dung đơn thuần đã làm giảm nhiều mức độ ringing so với trường hợp trong không gian tự do. Khi dùng miếng hấp thụ cao tần, mức độ ringing còn được giảm hơn nữa. Hình b cho thấy biên độ xung late-time ringing tại 3.2 ns đã nhỏ hơn -40 dB. + Đồ thị bức xạ và độ lợi : Hình 4.22 mô tả đồ thị bức xạ trong không gian tự do của anten bow-tie có tải RC đo được ở 6 tần số khác nhau từ 1.2 Ghz đến 4 Ghz. Hình 4.22. Đồ thị bức xạ của anten bow-tie có tải RC ở các tần số khác nhau Các kết quả đo kiểm đã mô tả một cách khá rõ ràng đặc tính định hướng của anten trong mặt phẳng E(E-plane). Ở đây miếng thẩm thấu cao tần được đặt phía trên anten và hướng quan sát đồ thị bức xạ ở phía ngược lại. Chúng ta quan sát thấy hiệu quả của miếng thẩm thấu cao tần trong việc nén bớt các bức xạ phụ ở các tần số cao so với các tần số thấp hơn. Điều này là do miếng thẩm thấu cao tần hoạt động kém hiệu quả hơn ở các tần số thấp. Hình 4.22 chỉ ra rằng đồ thị bức xạ thay đổi lớn theo tần số. Do đó anten bow-tie với tải RC không phải là chọn lựa tốt cho các ứng dụng cần có độ ổn định của đồ thị bức xạ. Mặc dù đồ thị bức xạ có đặc điểm phụ thuộc tần số, có thể thấy ở hình rằng độ lợi theo hướng bức xạ chính của anten là tương đối ổn định cho các tần số đến 3 Ghz. Điều này được thể hiện rõ ràng hơn ở hình 4.23, ở đó độ lợi được vẽ như là hàm theo tần số. Hình 4.23. Độ lợi của anten bow-tie có tải RC Nhận xét thấy rằng, từ 0-3 Ghz đáp ứng độ lợi-tần số của anten khá tốt, đường đáp ứng khá phẳng. Độ lợi giảm mạnh ở tần số 4 Ghz gây ra bởi búp sóng chính đã bị biến đổi. + Phân bố dòng điện trên bề mặt anten theo phương pháp MoM : Phân bố dòng điện của anten bow-tie có tải RC và anten bow-tie không tải thông thường được thể hiện ở hình 4.24 và 4.25. Hình 4.24. Mắt lưới để mô phỏng anten bow-tie có tải RC và phân bố dòng điện trên anten Hình 4.25. Phân bố dòng điện trên anten bow-tie không tải Nhận xét thấy rằng đối với anten bow-tie thông thường, dòng điện tập trung tại điểm feed-point và dọc hai cạnh anten. Trong khi đó mật độ dòng điện nhỏ hơn phân bố dọc anten bow-tie có tải RC, điều này làm cho các phản xạ tại các điểm cuối hở mạch (open-end) của anten trở nên yếu hơn, do đó giảm thiểu được hiện tượng late-time ringing. PHẦN II : THIẾT KẾ MÔ PHỎNG VÀ THI CÔNG CHƯƠNG 5 : MÔ PHỎNG ANTEN BOW-TIE CHO HỆ THỐNG GPR Phần mềm mô phỏng cho anten trong phần này bao gồm : HFSS( High frequency structure simulator) ver 10 của hãng Ansoft Corporation, CST Microwave Strudio, Antenna Magus. Tuy nhiên phần mềm chủ yếu được sử dụng là HFSS nên sau đây sẽ trình bày một số đặc điểm chính của phần mềm này. 5.1. Phần mềm HFSS phiên bản 10 : 5.1.1. Hoạt động của phần mềm : HFSS là viết tắt của Hight Frequency Structure Simulator. HFSS là phần mềm mô phỏng trường điện từ theo phương pháp toàn sóng (full wave) để mô hình hóa bất kỳ thiết bị thụ động 3D nào. Ưu điểm nổi bật của nó là có giao diện người dùng đồ họa. Nó tích hợp mô phỏng, ảo hóa, mô hình hóa 3D và tự động hóa (tự động tìm lời giải) trong một môi trường dễ dàng để học, trong đó lời giải cho các bài toán điện từ 3D thu được một cách nhanh chóng và chính xác. Ansoft HFSS sử dụng phương pháp phần tử hữu hạn (Finite Element Method, FEM), kỹ thuật chia lưới thích nghi (adaptive meshing) và kỹ thuật đồ họa. Ansoft HFSS có thể được sử dụng để tính toán các tham số chẳng hạn như: tham số S, tần số cộng hưởng, giản đồ trường, tham số γ, ... HFSS là một hệ thống mô phỏng tương tác, trong đó phần tử mắt lưới cơ bản là một tứ diện. Điều này cho phép bạn có thể tìm lời giải cho bất kỳ vật thể 3D nào. Đặc biệt là đối với các cấu trúc có dạng cong phức tạp. Ansoft là công ty tiên phong sử dụng phương pháp phần tử hữu hạn (FEM) để mô phỏng trường điện từ bằng các kỹ thuật như: phần tử hữu hạn, chia lưới thích nghi, … Ansoft HFSS cung cấp một giao diện trực giác và dễ dàng sử dụng để phát triển các mô hình thiết bị RF thụ động. Chu trình thiết kế được minh họa trong hình 5.1, bao gồm các bước sau: 1) Vẽ mô hình với các tham số cho trước: vẽ mô hình thiết bị, các điều kiện biên và nguồn kích thích. 2) Thiết đặt các thông số để phân tích: thực hiện thiết đặt các thông số để tìm lời giải. 3) Chạy mô phỏng: quá trình này hoàn toàn tự động. 4) Hiển thị kết quả: đưa ra các báo cáo và đồ thị trường 2D. Trong quá trình thực hiện phân tích, HFSS sẽ chia toàn bộ cấu trúc thành các tứ diện nhỏ (gọi là mắt lưới). Hệ thống mắt lưới sẽ lấp kín toàn bộ cấu trúc. Tại mỗi bước thích nghi, HFSS sẽ tính giá trị của tham số S cho từng mắt lưới. Giữa 2 bước thích nghi liên tiếp, HFSS sẽ tính gia số Delta S với công thức như sau: (5.1) Trong đó i và j là chỉ số của phần tử tuơng ứng trong ma trận S và N là chỉ số của bước thích nghi. Delta S là giá trị lớn nhất của gia số của biên độ của tham số S tương ứng. HFSS sẽ so sánh giá trị Delta S này với tiêu chuẩn hội tụ do người dùng định nghĩa để kết luận sự hội tụ của lời giải. Hình 5.1. Quy trình mô phỏng trong HFSS Kỹ thuật mô phỏng được sử dụng trong HFSS để tính toán trường điện từ 3D bên trong một cấu trúc dựa trên phương pháp phần tử hữu hạn (Finite Element Method, FEM). Một cách tổng quát, phương pháp FEM chia toàn bộ không gian của bài toán thành hàng ngàn vùng con nhỏ hơn (gọi là phần tử mắt lưới) và biểu diễn trường trong mỗi phần tử mắt lưới theo một hàm cơ sở riêng cho phần tử đó. Còn trong HFSS, toàn bộ cấu trúc được chia tự động thành một số lượng lớn các khối tứ diện. Tập hợp toàn bộ các khối tứ diện này gọi là hệ thống mắt lưới phần tử hữu hạn. Ta phải chọn lựa giữa kích thước mắt lưới, độ chính xác mong muốn và tài nguyên (bộ nhớ) mà máy vi tính sẵn có. Bạn luôn mong muốn đạt được độ chính xác tối đa, điều đó có nghĩa là mắt lưới cực nhỏ. Nhưng rất có thể tràn bộ nhớ và vượt quá khả năng xử lí của máy vi tính. Để tạo ra hệ thống mắt lưới tối ưu, HFSS sử dụng quy trình lặp, gọi là phân tích thích nghi (adaptive analysis), trong đó mắt lưới được tự động “cải tiến” trong các vùng con quan trọng. Trước tiên, nó đưa ra một lời giải dựa trên một hệ thống mắt lưới được khởi tạo “thô”. Sau đó, nó “cải tiến” mắt lưới trong các vùng có tỷ trọng lỗi cao và tạo ra lời giải mới. Khi các tham số đã chọn hội tụ trong một giới hạn mong muốn, HFSS sẽ thoát khỏi quy trình lặp. 5.1.2. Kết quả mô phỏng với HFSS : Với tiêu chuẩn hội tụ được thiết đặt ở trên là: sự thay đổi cực đại của biên độ của tham số S phải nhỏ hơn 0.02 (giá trị mặc định). Hình 5.2 thể hiện quá trình hội tụ của lời giải.Như hình, HFSS cần 6 bước thích nghi để thỏa mãn tiêu chuẩn hội tụ này. Hình 5.2. Sự hội tụ lời giải trong HFSS Trong HFSS, ta thu được bảng này bằng cách click phải vào Resuls, sau đó chọn Solution Data. Hệ thống mắt lưới khi lời giải hội tụ thể hiện ở hình 5.3. Hình 5.3. Hệ thống mắt lưới khi lời giải hội tụ 5.2. Anten cho hệ thống GPR hoạt động trong dải tần 600 MHz – 1400 MHz : Vì khó khăn trong việc tìm được các công thức lý thuyết chính xác để thiết kế anten bow-tie, phần này trình bày kết quả mô phỏng cho một anten đã được triển khai cho hệ thống GPR được trình bày cụ thể trong tài liệu. Đồng thời phần này cũng trình bày một số biện pháp cải tiến để mở rộng băng thông cho anten này. 5.2.1. Cấu trúc hình học của anten : Hình 5.4. Cấu trúc hình học của anten Các kích thước của anten có đơn vị mm. Góc mở(flare angle) của anten là 70o. 5.2.2. Kết quả mô phỏng : Mô hình anten để mô phỏng trong HFSS như hình 5.5. Hình 5.5. Mô hình anten bow-tie mô phỏng trong HFSS Anten được đặt hoàn toàn trong không khí với ý tưởng là sẽ chế tạo anten với tấm dẫn điện bằng đồng, do việc sử dụng đế điện môi sẽ làm giảm công suất bức xạ của anten. * Hệ số S11 (Return loss) : Hình 5.6. Hệ số S11 của anten Như đã trình bày ở chương 1, các thông số về độ phân giải mà quyết định chất lượng của hệ thống GPR đều được xác định dựa trên băng thông -3 dB. Và cũng để đơn giản cho việc thiết kế, ở đây ta đánh giá băng thông anten theo tiêu chuẩn -3 dB. Theo hình 5.6, anten có cấu trúc hình học như ở hình cộng hưởng ở tần số f0 = 0.8 GHz và băng thông -3 dB từ 0.66 GHz đến 1.34 GHz (BW = 0.68 GHz). Băng thông này chưa bao trùm hết dải tần mong muốn 600 MHz – 1400 MHz. * Đồ thị bức xạ : Ở tần số 600 MHz : Hình 5.7. Đồ thị bức xạ 2D và 3D của anten ở tần số 600 MHz Ở tần số 800 MHz : Hình 5.8. Đồ thị bức xạ 2D và 3D của anten ở tần số 800 MHz Ở tần số 1.4 GHz : Hình 5.9. Đồ thị bức xạ 2D và 3D của anten ở tần số 1.4 GHz Nhận xét thấy, đồ thị bức xạ của anten trong dải tần 600 – 1400 MHz thay đổi không đáng kể và độ lợi công suất bức xạ từ 2.3 dB đến 3.7 dB. Như vậy, anten này đảm bảo được yêu cầu không làm biến đổi đồ thị bức xạ và độ lợi của anten trong một dải tần rộng. Đây cũng là một ưu điểm của anten dipole. Hiệu suất bức xạ ở các tần số trên kiểm tra bằng HFSS gần bằng 100 %. Kết quả của dipole thường(góc mở bằng 0) với cùng chiều dài như ở hình 5.10. Hình 5.10. Hệ số S11 và đồ thị bức xạ 3D của anten góc mở 0o ở tần số 600 MHz Có thể nhận thấy với cùng một chiều dài l = 12.214 cm, dipole thông thường có tần số cộng hưởng ứng với tần số cộng hưởng nửa bước sóng λ/2 = 12.214 cm là f0 = = 1.12 GHz. Băng thông -3 dB của anten lúc này từ 0.98 GHz đến 1.32 GHz (BW = 340 MHz), độ lợi công suất tại tần số cộng hưởng là 2.74 dB, hiệu suất bức xạ bằng 100 %. Qua việc so sánh 2 anten này, ta rút ra nhận xét là việc mở góc cho anten nửa sóng ban đầu sẽ làm mở rộng băng thông của anten tuy nhiên tần số cộng hưởng của anten sẽ giảm xuống so với tần số cộng hưởng nửa sóng. 5.2.3. Một số điều chỉnh để tăng băng thông anten : * Thay đổi các thông số kích thước của anten : + Thay đổi góc mở anten : Anten bow-tie thực chất là mặt cắt phẳng của anten nón, mà đặc tính trở kháng được quyết định bởi góc mở anten(trường hợp mặt nón vô hạn) như đã trình bày ở mục chương. Vì băng thông anten liên hệ mật thiết với đặc tính trở kháng của anten, ta tiến hành khảo sát các thay đổi của băng thông ứng với một số góc mở thông dụng của anten nón (60o – 120 o). Qua nhiều lần mô phỏng cho thấy, độ tăng giảm góc mở 10 o là gây ra thay đổi nhiều nhất. Góc mở 60o : Hình 5.11. Hệ số S11 của anten với góc mở 60o Băng thông – 3 dB của anten lúc này là 0.66 – 1.25 GHz(BW = 590 MHz). Tần số cộng hưởng anten là 0.8 GHz. Góc mở 80 o : Hình 5.12. Hệ số S11 của anten với góc mở 80o Băng thông -3 dB của anten là 0.63 – 1.4 GHz (BW = 770 MHz). Tần số cộng hưởng 0.8 GHz. Góc mở 90 o : Hình 5.13. Hệ số S11 của anten với góc mở 90o Băng thông -3 dB của anten là 0.63 GHz – 1.5 GHz (BW = 870 MHz). Tần số cộng hưởng 0.8 GHz. Góc mở 100 o, 110 o, 120 o : Hình 5.14. Hệ số S11 của anten với góc mở 100o Hình5.15. Hệ số S11 của anten với góc mở 110o Hình 5.16. Hệ số S11 của anten với góc mở 120o Ta nhận thấy là càng tăng góc mở thì băng thông -3 dB của anten càng được mở rộng về phía tần số cao và tần số cộng hưởng không đổi bằng 0.8 GHz. Tuy nhiên, cái giá phải trả là chất lượng của S11 bị giảm (tiến về lớn hơn -10 dB). Khi góc mở của anten bắt đầu lớn hơn 100, băng thông -3 dB đã mở rộng đến tần số 2 GHz. +. Thay đổi chiều dài anten : Qua nhiều lần mô phỏng cho thấy khi thay đổi chiều dài anten sẽ làm thay đổi tần số cộng hưởng và do đó thay đổi dải tần hoạt động của anten( không còn bao phủ dải tần 600 – 1400 MHz). Cụ thể ở đây ta minh họa cho trường hợp mở rộng chiều dài anten lên(góc mở không đổi bằng 70 o) ứng với tần số cộng hưởng nửa sóng 0.8 GHz : l = λ/2 = = 18.75 cm. Mục đích ở đây là để tăng công suất bức xạ của anten. Hình 5.17. Hệ số S11 của anten với độ dài thay đổi Tần số cộng hưởng của anten đã dịch xuống 530 MHz, băng thông -3 dB 420 MHz đến 790 MHz không còn thuộc dải tần 600 – 1400 MHz. Điều này là không mong muốn trong thiết kế của chúng ta. + Thay đổi độ dày của tấm dẫn điện bằng đồng : Qua nhiều lần mô phỏng cho thấy tăng độ dày tấm đồng tuy có làm mở rộng băng thông -3 dB nhưng không làm thay đổi nhiều đến đáp ứng S11 của anten. Điều này là dễ hiểu vì anten bow-tie là một biến thể của anten nón, mà dòng điện cao tần chỉ phân bố trên bề mặt anten. Hình thể hiện hệ số S11 của anten khi độ dày tấm đồng bằng 3.5 mm, các kích thước khác giữ nguyên như ở hình 5.18. Ở độ dày này, băng thông -3 dB của anten trải dài đến 2 GHz, trong khi tần số cộng hưởng vẫn giữ không đổi bằng 0.8 GHz. Hình 5.18. Hệ số S11 của anten với độ dày tấm dẫn điện 3.5 mm + Gắn điện trở cho anten : Việc gắn điện trở cho anten như lý thuyết đã trình bày ở mục 4.1 có thể mở rộng băng thông của anten bow-tie. Theo lý thuyết đã trình bày, các điện trở sẽ làm biến đổi sự phân bố dòng điện trên anten từ dòng điện sóng đứng(standing wave) thành dòng điện sóng chạy(traveling – wave), do đó mở rộng băng thông. Khi thực hiện phân tích dòng điện phân bố trên bề mặt anten với cấu trúc hình học như hình bằng HFSS, ta thấy dòng điện tập trung mạnh nhất ở xung quanh khu vực feed-point theo hướng trục y. Từ đây, một phương pháp được thực hiện là cắt một khe rộng 0.2 mm(kích thước nhỏ nhất còn thực hiện được khi làm mạch in), để làm mất sự liên tục trong phân bố dòng điện của anten sau đó gắn điện trở nối hai phần anten. Kinh nghiệm mô phỏng cho thấy, vị trí đặt khe cắt càng gần feed - point càng tốt, đồng thời độ rộng khe cắt phải càng nhỏ nếu không anten sẽ không bức xạ được. Vì mật độ dòng điện tập trung mạnh nhất ở điểm cách feed-point khoảng 12 cm nên ta sẽ cắt anten ở vị trí này, sau đó gắn điện trở. Giá trị điện trở được tính từ công thức theo lý thuyết Wu-King, bằng 10 Ω. Hình 5.19. Anten có gắn điện trở trong HFSS Hình 5.20. Hệ số S11 của anten sau khi có khe cắt nhưng chưa gắn điện trở Hình 5.21. Hệ số S11 của anten sau khi gắn điện trở Hình 5.22. Đồ thị bức xạ 3D của anten sau khi gắn điện trở Nhận xét thấy rằng, khi mới chỉ cắt một khe trên mặt anten thì anten không bức xạ được. Khi gắn hai điện trở 10 Ω để nối hai phần bị cắt thì anten có thể bức xạ nhưng hệ số S11 không thay đổi nhiều so với trước khi thực hiện các thao tác này. Đồng thời độ lợi công suất bức xạ của anten giảm chỉ còn 1.7 dB, với hiệu suất bức xạ từ 100 % giảm xuống còn 85 %. Quá trình mô phỏng được lặp lại với một số vị trí khác của khe cắt cũng như điện trở nhưng cho kết quả không thay đổi nhiều lắm. Vì việc gắn điện trở rõ ràng làm giảm mạnh hiệu suất bức xạ của anten nên phương pháp này thật sự không khả quan. 5.3. Anten bow-tie chiều dài 50 cm : 5.3.1. Kích thước của anten : Từ lý thuyết trình bày ở mục chương, anten bow-tie với độ dài 50 cm(cả hai nhánh), góc mở 90o có đặc tính trở kháng như ở hình là khá ổn định trong dải tần từ 500 MHz – 3 GHz với thành phần điện kháng hầu như bằng 0 Ω . Điều này thể hiện sự độc lập về tần số của anten hay nói cách khác anten với các kích thước trên có băng thông khá rộng. Vì anten bow-tie là một biến thể của anten dipole nón nên kết quả này khá phù hợp, do đối với anten nón khi chiều dài càng lớn tiến về vô cùng, đặc tính trở kháng của anten hoàn toàn được quyết định bởi góc mở của anten. 5.3.2. Kết quả mô phỏng : * Hệ số S11 : Hình 5.23. Hệ số S11 của anten bow-tie chiều dài 50 cm Nhận xét thấy anten có băng thông –3 dB bắt đầu từ 200 MHz. * Trở kháng vào anten : Hình 5.24. Trở kháng vào anten bow-tie chiều dài 50 cm Nhận xét thấy trở kháng vào anten có thành phần điện kháng dao động lớn xung quanh giá trị 0 Ω. * Đồ thị bức xạ : Ở 100 MHz : Hình 5.25 Đồ thị bức xạ 2D ở 100MHz Hình 5.26 Đồ thị bức xạ ở 100MHz Ở 400 Mhz : Hình 5.27 Đồ thị bức xạ 2D ở 400MHz Hình 5.28 Đồ thị bức xạ ở 400MHz Ở 600 Mhz Hình 5.29 Đồ thị bức xạ 2D ở 600MHz Hình 5.30 Đồ thị bức xạ ở 600MHz Ở 800 MHz : Hình 5.31 Đồ thị bức xạ 2D ở 800MHz Hình 5.32 Đồ thị bức xạ 3D ở 800MHz Ở 1 GHz : Hình 5.33 Đồ thị bức xạ 2D ở 1GHz Hình 5.34 Đồ thị bức xạ ở 1GHz. Nhận xét thấy đồ thị bức xạ bắt đầu bị thay đổi( so với dạng omnidirectional mong muốn), xuất hiện các búp sóng phụ khi tần số đạt đến 800 MHz. Do đó, băng thông trở kháng -3 dB(từ mô phỏng S11) đạt tiêu chuẩn băng rộng, nhưng băng thông đảm bảo cho sự thay đổi nhỏ của đồ thị bức xạ chỉ đến 800 MHz. 5.4 Anten bow-tie có tải RC : 5.4.1. Kích thước anten : Các kích thước của anten được thiết kế dựa trên lý thuyết đã trình bày ở mục chương. Ở đây chiều dài anten được biến đổi chút ít thành 27.5 cm mỗi nhánh(arm length), vì đây là kích thước lớn nhất có thể có của tấm nền điện môi. Điện môi có hằng số điện môi tương đối εr = 3(tấm nhựa epoxy như trong lý thuyết), độ dày h = 0.85 mm. Anten được triển khai như hình 5.35. Hình 5.35 Mô hình bố trí các slot trong antenna Miếng hấp thu cao tần được triển khai trong mô phỏng là SFC-4(Cuming Corp) có hằng số điện môi tương đối εr = 2, độ dẫn điện σ = 0.073 S/m và mất mát điện môi tan δ = 0.327. Anten bao gồm 47 khe và dải dẫn tính toán theo lý thuyết trình bày ở mục. Ở đây, điện kháng điểm cuối anten thay đổi một chút bằng Xs (l) = 27.5 jkΩ/m . n (mm) Slot width (mm) Slot width (mm) n (mm) Slot width (mm) Slot width (mm) 0 40 . . 24 160 2.5 2.5 1 45 0.2 4.8 25 165 2.6 2.4 2 50 0.3 4.7 26 170 2.7 2.3 3 55 0.4 4.6 27 175 2.8 2.2 4 60 0.5 4.5 28 180 2.9 2.1 5 65 0.6 4.4 29 185 3.0 2.0 6 70 0.7 4.3 30 190 3.1 1.9 7 75 0.8 4.2 31 195 3.2 1.8 8 80 0.9 4.1 32 200 3.3 1.7 9 85 1 4 33 205 3.4 1.6 10 90 1.1 3.9 34 210 3.5 1.5 11 95 1.2 3.8 35 215 3.6 1.4 12 100 1.3 3.7 36 220 3.7 1.3 13 105 1.4 3.6 37 225 3.8 1.2 14 110 1.5 3.5 38 230 3.9 1.1 15 115 1.6 3.4 39 235 4.0 1.0 16 120 1.7 3.3 40 240 4.1 0.9 17 125 1.8 3.2 41 245 4.2 0.8 18 130 1.9 3.1 42 250 4.3 0.7 19 135 2 3.0 43 255 4.4 0.6 20 140 2.1 2.9 44 260 4.5 0.5 21 145 2.2 2.8 45 265 4.6 0.4 22 150 2.3 2.7 46 270 4.7 0.3 23 155 2.4 2.6 47 275 4.8 0.2 Bảng 5.1. Kích thước các khe và dải dẫn của anten bow-tie có tải RC 5.4.2. Kết quả mô phỏng của anten : Hình 5.37 là cấu trúc anten để mô phỏng trong HFSS. 5.37 Mô hình antenna được mô phỏng với HFSS * Hệ số S11 và tỉ số VSWR : Hình 5.38 Hệ số S11 và VSWR Ta thấy hệ số S11 và VSWR khá ổn định trong khoảng băng thông rộng từ 100 MHz đến 5 GHz. * Trở kháng vào anten: Hình 5.39 Trở kháng vào anten Thành phần điện kháng của anten gần như bằng 0 trong khoảng tần số 600 MHz đến 5 GHz. * Đồ thị bức xạ : Ở tần số 100 MHz : Hình 5.40 Đồ thị bức xạ ở tần số 100Mhz Ở tần số 400 MHz : Hình 5.41 Đồ thị bức xạ ở tần số 400Mhz Ở tần số 600 MHz : Hình 5.42 Đồ thị bức xạ ở tần số 600Mhz Ở tần số 800 MHz : Hình 5.43 Đồ thị bức xạ ở tần số 800Mhz Ở tần số 1 GHz : Hình 5.44 Đồ thị bức xạ ở tần số 1GHz Ở tần số 2 GHz : Hình 5.45 Đồ thị bức xạ ở tần số 2GHz Nhận xét thấy hình dạng đồ thị bức xạ của anten bắt đầu bị méo (so với dạng omnidirectional mong muốn của anten dipole) ở tần số 2 GHz. Độ lợi bức xạ từ 3 dB đế 6dB là chấp nhận được. Tóm lại, anten bow-tie có tải RC đã thiết kế thỏa mãn yêu cầu băng thông rộng cả về đáp ứng trở kháng(S11) và dạng đồ thị bức xạ. 5.5. Thiết kế mạch balun . 5.5.1 Đặt vấn đề: Để cung cấp dòng cho hai cánh của antenna bow-tie ta cần một đường truyền đối xứng nhưng cáp đồng trục cấp cho antenna lại là bất cân bằng ,do đó ta cần một thiết kế một mạch balun (balance to unbalance)để chuyển đổi dòng từ bất cân bằng qua cân bằng,trên thị trường có nhiều loại balun nhưng không đáp ứng được yêu cầu bang rộng anten đã thiết kế .Trong luận văn này chúng tôi xin trình bày lý thuyết xây dựng một balun và thiết kế ,thi công một loại balun 100ohm. 5.5.2 CPW( Coplanar Waveguied ) và CPS (Coplaner Strip Balun). CPW và CPS là hai đại diện của đường coplanar ,một ưu điểm chính của loại này là dễ dàng kết hợp lại với nhau mà không cần các đường via.Do tính đối xứng của CPS của hai dòng cùng chiều rộng rất thích hợp cho việc cung cấp dòng cân bằng cho hai cánh của antenna ,thông thường CPW được nối giữa cáp đồng trục và CPS . CPW (Coplanar Waveguied): Mô hình CPW được mô tả như dưới hình vẽ : 5.46 Mô hình CPW trên nền vi dải Trong đó : (5.2) là hằng số điện môi hiệu dụng tính theo công thức sau : (5.3) Với k3 và k4 tính như sau : (5.4) Với K(k) được tính theo biểu thức sau : (5.5) Mối liên hệ giữa K(k) và K’(k) tính theo công thức sau : CPS (Coplanar Strip Balun ): 5.47 Mô hình CPS với các chiều rộng W ,S. Phân tích CPS theo phương pháp quasi-static cho ta trở kháng đặc tính : (5.6) là hằng số điện môi hiệu dụng tính theo công thức sau : (5.7) trong đó : , 5.5.3 Chebyshev Transfomer . Biến đổi trở kháng giữa antenna và cáp đồng trục là cần thiết do có sự khác nhau về trở kháng để làm giảm sự phản xạ ,hệ số sóng đứng ,cho băng thông tốt hơn , lựa chọn tối ưu cho bài toán là sử dụng nhiều section cheybyshev để phối hợp trở kháng tốt hơn . Hình 5.48 Four-section transformer , với n=1,2,3 , ( 5.8) Với các giả sử , là số thực Tổng hệ số phản xạ là : Gải sử các section đối xứng nhau : ta có kết quả sau : Giả sử các hệ số phản xạ được thiết kế tương đương một đa thức chebyshev : (5.9) với x=cos ,|x|<1 nó có thể được diễn tả như sau: Suy ra : (5.10) Ta có với nên (5.11) Ta thấy có mối quan hệ giữa và được biến đổi như hình sau : (5.12) Cho =0 ta có Trên thực tế nếu cường độ hệ số phản xạ cho phép tối đa trong một băng thông được thiết lập như là ta se suy ra được .Bởi vì giá trị lớn nhất là duy nhất trong dải thông . (5.13) Với N là số section trong dải biến đổi trở kháng . Băng thông được tính theo công thức sau (5.14) Trong đó là tấn số trung tâm và Thay vào (4.11) và (4.12), bằng cách cân bằng các tương tự , người ta cuối cùng đã đượcphản ánh hệ số : (5.15) các giá trị trở kháng đặc trưng của bộ biến đổi Chebyshev cho tất cả bốn phần : (5.16) Giả sử =0.05 ta tính toán cho =100ohm ta được bảng số liệ dựa trên các công thức trên như sau : 50 55.92 64.86 77.09 84.92 100 35.15 1.219 Bảng 5.2 Kết quả tính toán trở kháng từng section trong balun 5.5.4 Wideband Balun. Để thiết kê được một balun băng rộng phù hợp với yêu cầu bài toán thì S11 của balun phải có băng thông (S11<-10db) trong dải tần số 0.1Ghz tới 3.9Ghz Hình 5.49 Mô hình CPW/CPS Balun và Balun block diagram Mô hình balun trong luận văn này được thiết kê dựa theo mô hình trên ,trong đó phần (a) là 4 mục chebyshev phối hợp trở kháng từ 100ohm về 50ohm.Phần (b) là CPS chuyển đổi từ balance sang unbalance ,phần (c) chỉ là mở rộng của CPS. Việc thiết kế mạch dựa trên trợ giúp của phần mềm Ansolf Designer v3.5 để tính toán độ rộng cái dải dẫn CPW/CPS ,và thi công trên bo mạch cao tần fr-4 (=4.4) .Kết quả tính toán nhờ phần mềm như sau : 100ohm balun CPW section transformer CPS Tính toán (ohm) 50 55.9 64.9 77.1 89.4 100 100 Tính bằng phần mềm A.Designer(ohm) 50.53 55.68 63.24 78.62 88.21 100.07 100.8 Bề rộng dải dẫn 1.8 1.6 1.4 1 0.8 0.6 1.4 Khoảng cách từ mép ground đến dải giữa(mm) 0.45 0.55 0.65 0.85 0.95 1.05 --- Khoảng cách hai dải ground(mm) 2.7 0.65 Độ rông ground CPW(mm) 6.75 Bảng 5.3 Kích thước chi tiết về balun được thiết kế. CHƯƠNG 6 : THI CÔNG VÀ KẾT QUẢ ĐO ĐẠC Luận văn đã chế tạo thành công antenna dipole bow-tie với kích thước bán kính mỗi cánh là 27.5cm ,góc mở 90 độ chưa ,và balun để phối hợp trở kháng ,kết quả đo trên máy ZBV-8. Hình 6.1 Anten được thiết kế . Hình 6.2 Balun được thiết kế. Kết quả mô phỏng:S11 Hình 6.3 hệ số phản xạ ngõ vào S11 mô phỏng. Kết quả đo đạc : Hình 6.3 Hệ số phản xạ ngõ vào S11của anten. Nhận xét : do anten trong luận văn thiết kế cho radar xuyên đất yêu cầu băng thông rộng ở tần số thấp ,nếu ở tần số cao trên 2GHz thì khả năng xuyên đất khá kém , băng thông khá rộng từ 0.8GHz đến 1.8GHz thỏa yêu cầu thiết kế .Kết quả thi công không khó có thể đạt được như kết quả mô phỏng(băng thông mô phỏng từ 300MHz -1.2GHz) do quá trình thiết kết thủ công chưa chính xác , kích thước anten lại quá lớn ,đo đạc bị ảnh hưởng của môi trường, bị ảnh hưởng của các đầu nối hàn. Hình 6.4 Hệ số phản xạ S11 của Balun Yêu cầu cuả balun là băng thông phải bao trùm băng thông của anten ,băng thông của balun là 0.5 GHz đến 3.38GHz đáp ứng được yêu cầu bằng thông của anten. CHƯƠNG 7 : KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN 7.1 Kết quả đạt được +Tìm hiểu về lý thuyết hoạt động cũng như những ứng dụng công nghệ mới UWB. +Tìm hiểu về hệ thống radar xuyên đất GPR và ứng dụng của nó. +Xây dựng lý thuyết anten, trong đó tìm hiểu sâu mô hình anten dipole và anten bow-tie, làm nền tảng cho việc thiết kế anten ứng dụng thực tế. +Thiết kế, mô phỏng anten dipole bow-tie dựa trên phần mềm Ansolf HFSS. +Thi công và đo đạc anten thực tế dựa trên điều kiện và thiết bị sẵn có. +Đưa ra anten thực thỏa mãn các yêu cầu băng rộng và phối hợp trở kháng khá tốt đáp ứng tiêu chuẩn UWB. +Đúc kết được một số kinh nghiệm khi thi công và đo đạc anten thực tế. 7.2 Hướng phát triển đề tài . Hiện nay, hệ thống UWB đã có những ứng dụng đa dạng trong quân sự và dân sự. Do nhu cầu dò phá bom mìn ,xác định hố tử thần,... Vì thế việc nghiên cứu và phát triển các anten cho hệ thống GPR là hết sức cần thiết. Hướng phát triển tương lai của đề tài sẽ tập trung vào: +Đưa ra các mô hình anten nhỏ gọn hơn . +Mở rộng băng thông cũng như tăng độ lợi để không chỉ đáp ứng cho UWB mà còn cho các ứng dụng ở siêu cao tần. + Thi công hoàn thiện anten có tải RC như đã mô phỏng ở phần 5.4 . TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Antennas for improved Ground Penetrating Radar, Andrian Andaya Lestari, Elektrotechnisch ingenieur geboren te Bogor, Indonesia. [2] The Cylindrical Antenna with Non-Reflecting Resistive Loading, By Tai Tsun Wu and Ronold W. P. King, Gordon Mc Kay Laboratory, Harvard University Cambridge, Massachusetts [3] Modern Antenna handbook, Constantine A.Balanis, John Wiley & Sons, Inc., Publication [4] Investigations of RC-loaded Bow-tie Antennas for Impulse Ground Penetrating Radar Applications, Hong Su, Universtity of Manitoba, Winipeg, Manitoba, Canada [5] Capacitively-Tapered Bowtie Antenna, A.A. Lestari, A.G. Yarovoy, L.P. Ligthart, International Research Centre for Telecommunications-Transmission and Radar Delft University of Technology - Faculty of Information Technology and Systems Mekelweg 4, 2628 CD, Delft, The Netherlands [6] Ground Penetrating Radar, Edited by David J.Daniels, The Institution of Electrical . [7] Ground Penetrating Radar : Theory and Applications, Harry M.Jol, Elsevier Publication [8] Richard C. Johnson,(1993), Antenna Engineering Handbook , McGraw Hill 3ed. [9] IEEE Standard Radar Definitions , IEEE Std. 686-, p. 25, last visited on Aug. 22, 2006. [10] Lê Tiến Thường, Trần Văn Sư, (2005), Truyền sóng và Anten, Nhà xuất bản đại học quốc gia TPHCM. [11] Phan Anh (2007), Lý thuyết và kỹ thuật anten, Nhà xuất bản khoa học và kỹ thuật. [12] trang web www.google.com với các từ khóa UWB ,GPR ,DIPOLE-BOW-TIE. .