Công Nghệ OFDM

ó một số nguyên lần các chu kỳ. Việc đưa vào các bản sao của symbol nối đuôi nhau tạo thành một tín hiệu liên tục, không có sự gián đoạn ở chỗ nối. Như vậy việc sao chép đầu cuối của symbol và đặt nó để đầu vào tạo ra một khoảng thời gian dài hơn. 2.4 Giới hạn băng thông của OFDM Trong miền thời gian, OFDM là tương đương với tổng các sóng mang hình sine điều chế. Mỗi symbol nằm trong thời gian xác định với hàm cửa sổ hình chữ nhật. Cửa sổ này xác định biên của mỗi symbol OFDM và xác định đáp tuyến được tạo ra. Thời gian truyền OFDM khi dùng khóa dịch pha PSK, biên độ tải phụ là cố định và pha thay đổi từ symbol này sang symbol khác để truyền dữ liệu. Pha tải phụ thì không đổi đối với toàn bộ symbol, dẫn đến nhảy bậc pha giữa các symbol. Những thay đổi đột biến giữa các symbol dẫn đến sự mở rộng trong miền tần số. Hình 2.8: Phổ của tín hiệu OFDM gồm 52 tải phụ không có hạn chế băng thông 2.4.1 Lọc băng thông Lọc băng thông được sử dụng khi tín hiệu được biến đổi từ miền tần số thành dạng sóng tương tự và ngược lại để ngăn ngừa sự chồng phổ (aliasing). Trong OFDM, lọc băng thông để loại bỏ hiệu quả một số búp sóng trên OFDM. Giá trị loại bỏ búp sóng bên phụ thuộc vào dạng bộ lọc được sử dụng. Nhìn chung bộ lọc số cung cấp độ linh hoạt, độ chính xác và tỉ lệ cắt (cut of rate) lớn hơn nhiều lọc tương tự, do đó chúng hữu ích trong việc hạn chế băng thông của tín hiệu OFDM. Đáp tuyến tần số OFDM không lọc. Tín hiệu OFDM được lọc băng thông. Các tín hiệu này được lọc bằng đáp tuyến xung hữu hạn FIR được phát triển khi dùng phương pháp cửa sổ (Windowing). Do số tải phụ được dùng trong các hình là nhỏ có thể thấy roll off của bộ lọc FIR. Trong thực tế, loại bỏ tất cả các búp sóng bên, nhưng tính toán bộ lọc phức tạp và giá thành cao và nó làm giảm tỉ số tín hiệu trên nhiễu hiệu dụng SNR của kênh OFDM. Bộ lọc cũng ảnh hưởng đến một phần năng lượng của các tải phụ phía bên ngoài, làm méo dạng tín hiệu, và gây can nhiễu giữa các sóng mang ICI. Bộ lọc có dạng dốc đứng cho phép tách biệt các khối OFDM để đặt chúng rất gần nhau trong miền tần số cải thiện hiệu quả phổ, tuy nhiên nó cũng làm giảm tỉ số SNR hiệu dụng. 2.4.2 Độ phức tạp tính lọc băng thông FIR Việc dùng bộ lọc băng thông số là phương pháp rất hiệu quả để loại bỏ các búp sóng bên do tín hiệu OFDM tạo ra. Để thực hiện bộ lọc băng thông FIR số tap cần thiết tương ứng với: (2.4) Trong đó: Ntaps: Số tạp trong bộ lọc FIR Wt: Độ rộng quá độ của hàm cửa sổ được dùng để tạo bộ lọc FIR. IFFT: là kích thước FFT được sử dụng để tạo tín hiệu. Ft: Độ rộng quá độ của bộ lọc chuẩn hóa cho khoảng cách tải phụ. Ceil: Phép làm tròn về phía lớn hơn. Ví dụ: (1.1) = 2 Ví dụ để tạo tín hiệu cần lọc với bộ lọc 24 tap. Điều này có thể tính từ đặc điểm kỹ thuật tín hiệu. Tín hiệu được tạo ra khi dùng kích thước IFFT là 64, do vậy IFFT = 64. Hàm cửa sổ Kaiser với độ rộng quá độ 3 được sử dụng, dẫn đến suy giải chặn (stop band) là 89dB. Công suất búp sóng bên của tín hiệu OFDM không được lọc là – 20dBc và sau khi lọc là –109 dBc. Độ rộng quá độ của hàm cửa sổ được sử dụng là 3.0 nên số tap cần thiết là: (2.5) Mỗi tap của bộ lọc FIR yêu cầu hai thuật toán nhân và tích lũy MAC (Multiply And Accumulate) như các kết quả mẫu phức. Và như vậy đối với tần số lấy mẫu 20 MHz số phép tính sẽ là 20 x 106 x 24 x 2 = 960 triệu MAC. Trong các ứng dụng mà số tap cần thiết trong bộ lọc là lớn (>100), việc thực hiện bộ lọc FIR nhờ dùng FFT có thể hiệu quả hơn. 2.4.3 Ảnh hưởng của lọc băng thông tới chỉ tiêu kỹ thuật OFDM Trong thời gian symbol OFDM có dạng hình chữ nhật, tương ứng với suy giảm dạng sine trong miền tần số. Nếu dùng bộ lọc băng thông đến tín hiệu OFDM thì tín hiệu sẽ có dạng hình chữ nhật cả trong miền tần số, làm cho dạng sóng trong miền thời gian có suy giảm dạng sinc giữa các symbol. Điều này cho ISI làm giảm chỉ tiêu kỹ thuật. Có thể loại bỏ ISI do việc lọc gây ra bằng cách dùng khoảng bảo vệ có độ dài. Bằng việc chọn offset thời gian để đồng bộ giữa các khoảng bảo vệ, do vậy hầu hết năng lượng ISI bị loại bỏ. 2.5 Kết luận chương Chương này đã giới thiệu một vài đặc tính của kênh truyền vô tuyến ảnh hưởng đến tín hiệu khi truyền đi trong không gian. Một số loại nhiễu thường gặp trong hệ thống OFDM. Để hạn chế nhiễu và ảnh hưởng của kênh truyền đa đường thì ở chương sau đề cập đến một số kỹ thuật được ứng dụng trong OFDM. Chương 3:VẤN ĐỀ ĐỒNG BỘ TRONG HỆ THỐNG OFDM 3.1 Giới thiệu chương Ở trong chương này, chúng ta sẽ đi tìm về các nội dung chính của vấn đề đồng bộ trong hệ thống OFDM. Cụ thể là tìm hiểu về các lỗi gây nên sự mất đồng bộ, vấn đề nhận biết khung; ước lượng và sửa chữa khoảng dịch tần số; điều chỉnh sai số lấy mẫu. Ở đây sẽ khảo sát các loại đồng bộ ứng với các lỗi đó là: Đồng bộ symbol, đồng bộ tần số lấy mẫu, đồng bộ tần số sóng mang và xét sự ảnh hưởng của sai lỗi đồng bộ đến hiệu suất hệ thống. 3.2 Sự đồng bộ trong hệ thống OFDM. Hệ thống OFDM yêu cầu khắt khe về vấn đề đồng bộ vì sự sai lệch về tần số, ảnh hưởng của hiệu ứng Doppler khi di chuyển và lệch pha sẽ gây ra nhiễu giao thoa tần số (ISI). Trong bất kỳ một hệ thống OFDM nào, hiệu suất cao phụ thuộc vào tính đồng bộ hóa giữa máy phát và máy thu, làm mất tính chính xác định thời dẫn đến nhiễu ISI và ICI khi mất độ chính xác tần số. Các hệ thống sử dụng OFDM dễ bị ảnh hưởng bởi lỗi do đồng bộ, đặc biệt là đồng bộ tần số do làm mất tính trực giao giữa các sóng mang phụ. Để giải điều chế và nhận biết tín hiệu OFDM chính xác yêu cầu các sóng mang phụ phải có tính trực giao. Khi các đồng hồ tần số lấy mẫu ở phía phát và phía thu chính xác thì hai yếu tố chính ảnh hưởng đến sự mất đồng bộ là khoảng dịch tần số sóng mang và khoảng thời gian symbol. Khoảng dịch tần số sóng mang gây nên nhiễu ICI, còn độ dịch khoảng thời gian symbol gây nên nhiễu ISI. Trong hệ thống OFDM, nhiễu ICI tác động đến sự mất đồng bộ lớn hơn nhiễu ISI nên tần số sóng mang yêu cầu độ chính xác nhiều hơn khoảng thời gian symbol. Quá trình đồng bộ có 3 bước: Nhận biết khung, ước lượng khoảng dịch tần số (pha), bám đuổi pha (Hình 3.1) Quá trình nhận biết khung được thực hiện bằng cách sử dụng chuỗi PN vi phân miền thời gian. Để ước lượng khoảng dịch tần số, cần sử dụng mối tương quan trong miền thời gian của các symbol pilot kề nhau ước lượng phần thực của khoảng tần số offset, còn phần ảo được thực hiện bằng cách sử dụng chuỗi PN vi phân miền tần số. Sự dịch pha do ước lượng khoảng dịch tần số cũng như nhiễu pha được tối ưu bằng cách dùng khóa pha số (DPLL). Trong quá trình điều chế và truyền tín hiệu trên các kênh thường bị ảnh hưởng bởi nhiễu. Do quá trình điều chế và xuyên nhiễu kênh nên các tham số tần số sóng mang và khoảng thời gian symbol không còn chính xác. Do đó, cần phải ước lượng và đồng bộ chúng. Như vậy, ở phía thu ngoài việc giải quyết sự giải mã dữ liệu (ở bên ngoài) còn phải giải quyết vấn đề đồng bộ hóa (ở bên trong). 3.2.1 Nhận biết khung Nhận biết khung nhằm tìm ra ranh giới giữa các symbol OFDM. Đa số các sơ đồ định thời hiện có sử dụng sự tương quan giữa những phần tín hiệu OFDM được lặp lại để tạo ra một sự định thời ổn định. Những sơ đồ đó không thể cho vị trí định thời chính xác, đặc biệt là khi SNR thấp. Để nhận biết khung, chúng ta sử dụng chuỗi PN miền thời gian được mã hóa vi phân. Nhờ đặc điểm tự tương quan, chuỗi PN cho phép tìm ra vị trí định thời chính xác. Chuỗi PN được phát như là một phần của phần của đầu gói OFDM. Tại phía thu, các mẫu tín hiệu thu được sẽ có liên quan với chuỗi đã biết. Khi chuỗi PN phát đồng bộ với chuỗi PN thu có thể suy ra ranh giới giữa các symbol OFDM bằng việc quan sát đỉnh tương quan. Trong kênh đa đường, nhiều đỉnh tương quan PN được quan sát phụ thuộc vào trễ đa đường (được đo trong chu kỳ lấy mẫu tín hiệu). Đỉnh tương quan lớn nhất xuất hiện tại đỉnh năng lượng của trễ đa đường. Vị trí của đỉnh tương quan lớn nhất này dùng để định vị ranh giới symbol OFDM. Do nhận biết khung được thực hiện trước khi ước lượng khoảng dịch tần số sẽ phá vỡ đỉnh tương quan của chuỗi PN. Điều này dẫn đến sự phân phối đỉnh tương quan giống dạng hình sine. Khi không có ước lượng khoảng dịch tần số, điều chế vi phân được sử dụng, nghĩa là chuỗi PN có thể được điều chế vi phân trên những mẫu tín hiệu lân cận. Tại phía thu, tín hiệu được giải mã vi phân và được tính tương quan với chuỗi PN đã biết. Giải thuật nhận biết đỉnh sử dụng một bộ đệm có kích thước cố định để lưu kết quả tính toán tạm thời là các giá trị metric định thời kết quả |M(g)|. Sự nhận biết khung thành công khi phần tử trung tâm của bộ đệm lớn nhất và tỉ lệ của giá trị phần tử trung tâm và trung bình bộ đệm vượt quá ngưỡng nhất định. Để xác định mức ngưỡng này, sự mô phỏng được thực hiện qua kênh AWGN, đối với chuỗi có chiều dài là 63, bộ đệm metric cũng chọn theo kích thước là 63. Hình 3.2 cho thấy xác suất nhận biết mất mát và nhận biết sai lệch tại các mức ngưỡng khác nhau. Hình 3.2: Xác suất nhận biết mất mát và nhận biết sai tại các mức ngưỡng PAPR khác nhau Đường cong nhận biết sai tạo ra từ sự tích lũy nhiễu trong module nhận biết khung và sau đó đo đỉnh tương quan (PAPR) của bộ metric định thời. Các đường cong nhận biết trượt tạo ra từ phép đo PAPR của bộ đệm metric định thời khi chuỗi PN được phát đi. Ngưỡng tối ưu của SNR là điểm phát giao giữa đường cong nhận biết sai và đường cong nhận biết trượt của SNR mong muốn. Một chuỗi PN dài hơn có thể được sử dụng để tăng khoảng trống giữa các đường nhận biết sai và các đường nhận biết trượt và để giảm xác suất lỗi tại ngưỡng tối ưu. 3.2.2 Ước lượng khoảng dịch tần số. Khoảng dịch tần số gây ra do sự sai khác tần số sóng mang giữa phía phát và phía thu. Khoảng dịch tần số là vấn đề quan trọng trong hệ thống OFDM đa sóng mang so với hệ thống đơn sóng mang. Để BER giảm không đáng kể, độ lớn khoảng dịch tần số phải trong khoảng 1% của khoảng cách sóng mang. Điều này sẽ không khả thi khi hệ thống OFDM sử dụng các bộ dao động tinh thể thạch anh chất lượng thấp mà không áp dụng bất kỳ kỹ thuật bù khoảng dịch tần số nào. Ước lượng khoảng dịch tần số sử dụng hai symbol dẫn đường OFDM, với symbol thứ hai bằng symbol thứ nhất dịch sang trái Tg (Tg là độ dài tiền tố lặp CP). Các tín hiệu cách nhau khoảng thời gian T (độ dài symbol FFT) thì giống hệt nhau, ngoại trừ thừa số pha do khoảng dịch tần số. Khoảng dịch tần số được phân thành phần thập phân và phần nguyên: (3.1) Ở đây phần nguyên A và phần thập phân ρ є (-1/2, 1/2). Phần thập phân được ước lượng bằng cách tính tương quan giữa các mẫu tín hiệu cách nhau một khoảng thời gian T. Phần nguyên được tìm bằng cách sử dụng chuỗi PN được mã hóa vi phân qua các sóng mang phụ lân cận của hai symbol dẫn đường. 3.2.3 Bám đuổi lỗi thặng dư FOE Xét một hệ thống OFDM với một chu kỳ kí hiệu: TD= Tg+T hoặc ND=Ng+N biểu diễn số mẫu tín hiệu. Thừa số pha của khoảng dịch tần số trong N mẫu tín hiệu FFT của ký hiệu OFDM được biểu diễn: (3.2) Trong đó: m: chỉ số symbol; l: chỉ số mẫu Cho FOE đúng, khi đó thừa số pha sau khi bù khoảng dịch tần số là: (3.3) Giá trị số hạng trong (3.3) gây ra lỗi pha tín hiệu, còn số hạng gây ra nhiễu ICI. Vì thừa số là không đổi trên toàn bộ symbol nên nó có thể được bù trong miền tần số sau bộ FFT. Tín hiệu FFT được biểu diễn: (3.4) Trong đó: k: Chỉ số sóng mang phụ đã bỏ qua ICI Lỗi pha tăng tuyến tính trên các symbol. Có thể bám đuổi lỗi pha bằng cách dùng vòng khóa pha số DPLL. Hàm truyền đạt của DPLL là: (3.5) Trong đó: : Hệ số tắt dần : Tần số của DPLL DPLL bậc hai thường sử dụng thay cho DPLL bậc một vì do yêu cầu lỗi trạng thái là ổn định đối với đầu vào tuyến tính, tức là Miền ổn định cho DPLL là: (3.6) Điều này phải thỏa mãn khi chọn các tham số DPLL. Để thực hiện tách sóng pha, phải ước lượng hệ số lỗi pha. Vì hệ số lỗi pha là chung cho các sóng mang phụ nên được ước lượng sử dụng J. (3.7) Để tính J phải biết cả dữ liệu U(m,k) và các đáp ứng kênh C(m,k). Tách sóng pha được thực hiện: (3.8) Trong đó: e(m): Giá trị ra của bộ tách sóng : Giá trị ra của DPLL arg[J]: Ước lượng nhiễu và có độ lệch chuẩn là Hình 3.4: Bám đuổi pha DPLL Hình (3.4) cho thấy kết quả mô phỏng của hệ thống sử dụng DPLL với SNR là 3dB và lỗi FOE là =-0.017. Đường ô vuông biểu thị lỗi pha không được bám đuổi. Pha được giới hạn trong đoạn [- π, π]. Đường tròn biểu thị lỗi pha sau DPLL, gần như không đáng kể. DPLL có = 6,25x10-2 và 3.3 Đồng bộ ký tự trong OFDM Việc đồng bộ ký tự phải xác định được thời điểm ký tự bắt đầu. Với việc sử dụng tiền tố lặp (CP) thì việc thực hiện đồng bộ trở nên dễ dàng hơn nhiều. Hai yếu tố được chú ý khi thực hiện đồng bộ ký tự là lỗi thời gian và nhiễu pha sóng mang. Có hai loại lỗi thời gian đó là lỗi định thời trong lấy mẫu symbol OFDM do sự trôi nhịp (Clock drift) và lỗi định thời do symbol tự sinh ra do sự sai lệch thời gian của thời điểm bắt đầu ký tự thu. Sự mất đồng bộ do lấy mẫu có thể khắc phục nhờ sử dụng đồng hồ lấy mẫu có độ chính xác cao. Do đó, vấn đề lúc này là lỗi định thời symbol. Nếu lỗi định thời symbol đủ nhỏ sao cho đáp ứng xung của kênh vẫn còn nằm trong khoảng của thành phần CP trong tín hiệu OFDM thì nó sẽ không gây ảnh hưởng đến chất lượng hệ thống. Trong trường hợp lỗi này lớn hơn khoảng thời gian của CP sẽ xảy ra nhiễu ISI. Khi đó sự đồng bộ được yêu cầu chặt chẽ hơn. Nhiễu pha sóng mang là hiện tượng xoay pha của các sóng mang do sự không ổn định của bộ tạo dao động bên phát hay bên thu. Có hai phương pháp chính để đồng bộ symbol. Đó là phương pháp đồng bộ dựa vào tín hiệu pilot và phương pháp dựa vào CP. Ngoài ra, còn có một phương pháp đó là đồng bộ khung symbol trên mã đồng bộ khung. 3.3.1 Đồng bộ tín hiệu dựa vào tín hiệu Pilot Phương pháp đã được sử dụng cho các hệ thống thông tin OFDM/FM, nghĩa là các hệ thống OFDM được truyền dưới dạng điều tần. Máy phát sẽ sử dụng mã hóa một số các kênh phụ với tần số và biên độ biết trước. Sau này thì phương pháp này được điều chỉnh để có thể sử dụng cho truyền dẫn tín hiệu OFDM điều chế biên độ. Thuật toán đồng bộ gồm 3 bước: Nhận biết công suất (Power Detection), đồng bộ "thô" (Coarse Synchronization) và đồng bộ "tinh" (Fine Synchronization). Nhiệm vụ của việc nhận biết công suất là xác định xem tín hiệu truyền có phải là OFDM hay không bằng cách đo công suất thu và so sánh với mức ngưỡng. Trong bước đồng bộ "thô", tín hiệu sẽ được đồng bộ lúc đầu với độ chính xác thấp bằng một nửa khoảng thời gian lấy mẫu. Mặc dù độ chính xác trong bước này không cao nhưng nó sẽ làm đơn giản thuật toán dò tìm đồng bộ trong bước tiếp theo. Để thực hiện được sự đồng bộ "thô", người ta tính tương quan giữa tín hiệu thu được với bản sao của tín hiệu phát (được xác định trước) rồi tìm đỉnh tương quan. Tần số ước lượng của các điểm phải gấp khoảng 4 lần tốc độ tín hiệu để đảm bảo tính chính xác trong ước lượng đỉnh tương quan. Trong bước đồng bộ "tinh", do thời gian đồng bộ chính xác nhỏ hơn mẫu tín hiệu nên ảnh hưởng của lỗi đồng bộ và đáp ứng xung kênh chắc chắn nằm trong khoảng của CP (vì khoảng thời gian của CP phải lớn hơn khoảng thời gian đáp ứng xung kênh ít nhất là một mẫu). Vì vậy, lỗi pha ở các sóng mang của các kênh phụ chắc chắn là do lỗi thời gian gây nên. Lỗi này có thể được ước lượng bằng cách sử dụng hồi quy tuyến tính. Khi đó, tín hiệu tại các kênh pilot sẽ được cân bằng. Các symbol pilot được chèn vào tín hiệu OFDM theo một trật tự hợp lý. Thông thường symbol pilot được chèn vào phần đầu tiên của gói OFDM (Hình 3.5). a) Kênh Fading phẳng tần số. b)Kênh Fading chọn lọc tần số Hình 3.5: Pilot trong gói OFDM 3.3.2 Đồng bộ ký tự dựa vào CP Xét hai tín hiệu thu cách nhau N bước: Với N là sóng mang phụ. N bằng số điểm lấy mẫu tương ứng với phần có ích của symbol OFDM, chúng phải là bản sao của nhau nên d(m) thấp. Nếu r(m) và r(m-N) tương ứng với các mẫu phát nằm trong thời khoảng của cùng một symbol OFDM, d(m) là hiệu của hai biến ngẫu nhiên không tương quan. Công suất của d(m) trong trường hợp này bằng hai lần công suất trung bình của symbol OFDM. Nếu sử dụng một cửa sổ trượt có độ rộng thời gian bằng khoảng thời gian của CP (điểm cuối của cửa sổ trùng với điểm bắt đầu của symbol OFDM) thì khi cửa sổ này trùng với thành phần CP của symbol OFDM sẽ có một cực tiểu về công suất trung bình của các mẫu d(m) trong cửa sổ này. Do đó, có thể ước lượng được thời điểm bắt đầu của symbol OFDM, và đồng bộ thời gian được thực hiện. 3.3.3 Đồng bộ khung ký tự dựa trên mã đồng bộ khung (FSC) Đồng bộ khung ký tự nhằm nhận biết vị trí bắt đầu của khung ký tự để tìm thấy vị trí chính xác của cửa sổ FFT. Các thuật toán đồng bộ khung symbol truyền thống (dùng symbol pilot, dùng CP,…) dựa vào quan hệ giữa khoảng bảo vệ GI và phần sau của symbol. Nhưng các thuật toán này không thể phát hiện chính xác vị trí bắt đầu của ký tự do nhiễu ISI trong kênh fading đa đường. Cấu trúc khung có thể được chia thành vùng mã đồng bộ khung FSC cho đồng bộ khung symbol và vùng dữ liệu cho truyền dẫn symbol OFDM (Hình 3.6). Hình 3.6: Một kiểu cấu trúc khung symbol OFDM Có thể biểu diễn tín hiệu khung OFDM như sau: (3.9) Trong đó: TFSC: Khoảng thời gian symbol FSC Tại phía phát, chuỗi các mẫu ở dạng số được phát gồm có chuỗi của FSC và các mẫu dữ liệu không có GI đã qua FFT là: (3.10) Trong đó: CL: Độ dài bit của FSC sm(n): Chuỗi các mẫu của symbol OFDM thứ m trong miền thời gian khi không thêm GI. Xm(k): Symbol truyền dẫn phức thứ m trong miền tần số. N: Số sóng mang phụ Các mẫu được ứng dụng trực tiếp để s(n) là số bắt đầu khung. Tín hiệu FSC là một chuỗi tuần tự các mẫu, với n=1,2,3...CL được tạo thành từ vector FSC gồm các CL giá trị nhị phân. Đối với mã C(n) có giá trị "1", chúng ta thực hiện đảo cực tính luân phiên để tạo ra tín hiệu 3 mức . Ví dụ: Cho thì ta có được . Bằng cách này, ta có thể duy trì số giá trị '1' và '-1' bằng nhau tại phía phát để hạn chế khoảng dịch DC và duy trì một mức cố định cho dải động. Cấu trúc đồng bộ khung symbol OFDM gồm: Bộ nhận biết công suất, bộ nhận biết bit '0'/ '1', thanh ghi dịch CL, bộ cộng Modulo -2 được giảm bớt, bộ tổng, bộ nhận biết đỉnh. Thuật toán đồng bộ khung symbol nhờ FSC gồm có 3 bước: Nhận biết FSC, xác định các mức ngưỡng tối ưu Th1 và Th2 để tăng cường xác suất nhận biết vị trí đầu khung symbol. Hình 3.7: Đồng bộ khung ký tự dùng FSC 3.4 Đồng bộ tần số trong hệ thống OFDM Trong kỹ thuật đồng bộ tần số cần quan tâm đến lỗi tần số và thực hiện ước lượng tần số. Lỗi tần số ở đây là sự lệch tần số nguyên nhân do sự sai khác giữa hai bộ tạo dao động bên phát và bên thu, độ dịch tần Doppler và nhiễu pha do kênh không tuyến tính. Hai ảnh hưởng lỗi tần số làm giảm biên độ tín hiệu (do tín hiệu có dạng hình sine) được lấy mẫu không phải tại đỉnh và tạo ra xuyên nhiễu kênh ICI giữa các kênh phụ do mất tính trực giao của các sóng mang phụ. Vấn đề đồng bộ tần số trong hệ thống OFDM gồm có đồng bộ tần số lấy mẫu và đồng bộ tần số sóng mang. 3.4.1 Đồng bộ tần số lấy mẫu Tại bên thu, tín hiệu thu liên tục được lấy mẫu theo đồng hồ máy thu. Sự chênh lệch nhịp đồng hồ giữa máy phát và máy thu gây ra xoay pha, suy hao thành phần tín hiệu có ích, tạo ra xuyên nhiễu kênh ICI. Để khắc phục vấn đề này, giải pháp thứ nhất là sử dụng thuật toán điều khiển bộ dao động điều chỉnh bởi điện áp VCO; giải pháp thứ hai là thực hiện xử lý số để động bộ tần số lấy mẫu trong khi giữ cố định tần số lấy mẫu. 3.4.2 Đồng bộ tần số sóng mang Đồng bộ tần số là vấn đề quyết định đối với hệ thống thông tin đa sóng mang. Nếu việc thực hiện đồng bộ không bảo đảm, hiệu suất của hệ thống cũng như ưu điểm của hệ thống này so với hệ thống thông tin đơn sóng mang giảm đi đáng kể. Để thực hiện đồng bộ tần số sóng mang phải ước lượng khoảng dịch tần sóng mang CFO. 3.5 Ảnh hưởng của lỗi đồng bộ tới hiệu suất hệ thống OFDM Người ta thường đánh giá ảnh hưởng của sự sai lỗi đồng bộ dựa trên việc xác định độ suy giảm của SNR Bảng 3.1: Suy hao SNR theo lỗi đồng bộ Loại/ lượng lỗi đồng bộ Độ suy giảm SNR (dB) Lỗi tần số sóng mang ε1, kênh AWGN Lỗi tần số sóng mang ε1, kênh fading Nhiễu pha sóng mang, độ rộng Lỗi đồng bộ tần số lấy mẫu tại sóng phụ thứ n Lỗi thời gian Không đáng kể Dựa vào bảng có thể đưa ra một số nhận xét: - Sự đồng bộ tần số sóng mang giữa máy phát và máy thu ảnh hưởng đến chỉ tiêu chất lượng hệ thống nhiều nhất (kể cả kênh fading lẫn kênh AWGN). Suy hao SNR [dB] tỷ lệ bình phương với độ sai lệch tần số sóng mang. - Độ rộng nhiễu pha sóng mang tỷ lệ thuận với số lượng sóng mang. Vì vậy, suy hao SNR [dB] theo nhiễu pha tăng lên khi tăng số lượng sóng mang. - Suy hao SNR [dB] theo lỗi đồng bộ tần số lấy mẫu phụ thuộc vào bình phương độ dịch tần số lấy mẫu tương đối. - Ảnh hưởng của lỗi thời gian sẽ bị triệt tiêu nếu độ dịch thời gian đủ nhỏ sao cho không làm đáp ứng xung của kênh vượt ra ngoài khoảng thời gian của CP. 3.5.1 Ảnh hưởng của lỗi đồng bộ thời gian OFDM chịu được lỗi thời gian vì có khoảng bảo vệ giữa các symbol. Đối với kênh không có multipath, độ lệch thời gian có thể bằng khoảng bảo vệ mà không làm mất tính trực giao, chỉ có sự quay pha trong các tải phụ. Sự quay pha được sửa như một cân bằng kênh do vậy không dẫn đến suy giảm hiệu suất, vì một phần symbol áp dụng phép biến đổi FFT chứa một phần symbol bên cạnh dẫn đến can nhiễu giữa các symbol. Hình 3.11 mô tả SNR hiệu dụng của OFDM như là hàm offset thời gian. Điểm không về thời gian được tính so với phần FFT của symbol. Offset thời gian dương dẫn đến một phần của symbol tiếp theo nằm trong FFT. Do khoảng bảo vệ là sự mở rộng tuần hoàn của symbol nên sẽ không có ISI. Trong kênh phân tập độ dài khoảng bảo vệ bị giảm bởi độ trễ của kênh dẫn đến giảm tương ứng offset thời gian cho phép. Gốc thời gian từ điểm phần đầu FFT của symbol, ngay sau khoảng bảo vệ. Lỗi thời gian dương cho biết FFT trong máy thu nhận một phần của symbol tiếp theo, lỗi thời gian âm cho biết máy thu nhận được khoảng bảo vệ. Hình 3.1: SNR hiệu dụng của tín hiệu OFDM với lỗi offset thời gian 3.5.2 Ảnh hưởng của lỗi đồng bộ tần số OFDM nhạy với offset thời gian nên dễ ảnh hưởng tới chỉ tiêu kỹ thuật. Việc điều chế tín hiệu OFDM có offset thời gian có thể dẫn tới tỉ lệ lỗi bit cao. Điều này do mất tính trực giao tải phụ dẫn tới can nhiễu giữa các sóng mang (ICI) và chậm sửa quay pha các vectơ thu được.. Hình 3.12: SNR hiệu dụng cho QAM kết hợp có lệch tần số. SNR hiệu dụng cho các symbol thứ nhất, thứ 4, thứ 16 và thứ 64 và cân bằng kênh ở đầu frame Các lỗi tần số thường do 2 nguyên nhân chính. Đó là các lỗi của bộ dao động nội và tần số Doppler. Sự sai khác bất kỳ về tần số của bộ dao động nội máy phát và máy thu sẽ dẫn đến độ lệch về tần số, tuy nhiên các lỗi tại chỗ làm cho hiệu suất hệ thống giảm. Sự dịch chuyển máy phát so với máy thu dẫn tới độ Doppler trong tín hiệu. Điều này xuất hiện như offset tần số. Việc điều chế FM trên các kênh phụ có khuynh hướng ngẫu nhiên vì một số lớn phản xạ đa đường xảy ra trong các môi trường điển hình. Việc bù khoảng Doppler rất khó dẫn đến giảm tín hiệu. Hình 3.12 mô tả ảnh hưởng của lỗi tần số SNR hiệu dụng của OFDM khi dùng điều chế QAM kết hợp. Một độ lệch bất kỳ dẫn đến sự quay pha các vector tải phụ thu được. Độ lệch tần càng lớn thì sự quay pha càng lớn. Nếu kênh chỉ thực hiện ở đầu mỗi frame thì các lỗi tần số sẽ không được giải quyết, do đó hiệu suất của hệ thống sẽ giảm dần. Symbol đầu tiên sau khi bù kênh sẽ có SNR hiệu dụng cực đại, SNR sẽ giảm bị ở cuối frame. Trên hình vẽ SNR hiệu dụng của symbol thứ nhất, thứ 4, thứ 16, thứ 64 khi chỉ có bù kênh ở đầu frame. Độ lệch tần số phải được duy trì trong giới hạn 2÷4% để phòng ngừa tổn hao. Trong môi trường di động nhiều người sử dụng thì vấn đề này càng phức tạp hơn vì tín hiệu truyền từ mỗi người sử dụng có tần số offset khác nhau. Nếu người sử dụng được đồng bộ tốt với một BS thì vẫn có độ lệch tần do độ lệch tần Doppler. Độ lệch tần trong kết nối OFDM một người sử dụng không phải là vấn đề quan trọng vì nó có thể được bù với sự gia tăng tối thiểu độ phức tạp của máy thu. Tuy nhiên, trong trường hợp nhiều người sử dụng thì vấn đề sửa lỗi tần là không đơn giản. 3.6 Kết luận chương Sự đồng bộ hóa trong một hệ thống là cần thiết để có được hiệu suất làm việc tốt nhất cho hệ thống. Trong chương này đã trình bày một số phương pháp đồng bộ cho hệ thống OFDM. Tất cả các sóng mang phụ trong tín hiệu OFDM khi đã được đồng bộ về thời gian và tần số với nhau, sẽ cho phép kiểm soát can nhiễu giữa các sóng mang. Việc xét đến các ảnh hưởng của sai lỗi đồng bộ đến chỉ tiêu chất lượng hệ thống OFDM sẽ giúp chúng ta nhận biết được vai trò của các loại đồng bộ và từ đó sẽ thực hiện sự đồng bộ có hiệu quả tối ưu nhất. Chương 4: CHƯƠNG TRÌNH MÔ PHỎNG HỆ THỐNG OFDM 4.1 Giới thiệu Để hiểu hơn những vấn đề lý thuyết được trình bày trong những chương trước. Trong chương này, chúng ta đi vào mô phỏng hệ thống ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplex). Đây là chương trình được viết bằng Matlab, chương trình bao gồm sơ đồ khối mô phỏng sự phát và thu OFDM, mô phỏng kênh truyền, so sánh tín hiệu OFDM và QAM, sơ đồ khối mô phỏng hệ thống bằng Simulink của Matlab. 4.2 Mô phỏng hệ thống OFDM bằng Simulink Hình 4.1: Sơ đồ khối bộ phát và thu của tín hiệu OFDM Đầu tiên, bộ phát nhị phân Bernouli sẽ tạo ra chuỗi tín hiệu. Chuỗi dữ liệu đầu vào được mã hóa bởi bộ mã Reed-Solommon và được điều chế bởi bộ Mapping QPSK. IFFT là hữu ích cho OFDM vì nó phát ra các mẫu của dạng sóng có thành phần tần số thỏa mãn điều kiện trực giao. Dữ liệu sau khi được biến đổi sẽ được chèn thêm CP và chuỗi huấn luyện để giúp cho quá trình ước lượng kênh và đồng bộ ở máy thu. Mô phỏng kênh truyền đưa ra các đặc trưng của kênh vô tuyến chung như nhiễu đa đường và xén tín hiệu. Dùng hai khối trong Matlab: Multipath Rayeigh Fading, AWGN. Tín hiệu sau khi loại bỏ CP và chuỗi huấn luyện sẽ được đưa vào IFFT để chuyển các mẫu miền thời gian, trở lại miền tần số. Đưa vào bộ ước lượnh kênh và bù kênh để giảm ảnh hưởng kênh truyền đến tín hiệu. Cuối cùng tín hiệu được giải điều chế và giải mã RS. Hình 4.2: Phổ tín hiệu OFDM truyền Hình 4.3: Phổ tín hiệu OFDM nhận Hình 4.4: Dạng sóng tín hiệu OFDM truyền Hình 4.5: Dạng sóng tín hiệu OFDM nhận Hình 4.6: Chòm sao QPSK trước CE Hình 4.6: Chòm sao QPSK sau CE Hình 4.2 và 4.3 cho thấy tác động của kênh truyền đến phổ tín hiệu OFDM. Vì kênh truyền là một kênh Fading chọn lọc tần số nên phổ tín hiệu OFDM nhận ở những tần số khác nhau chịu sự tác động khác nhau. Hình 4.4 và 4.5 cho thấy biên độ tín hiệu OFDM nhận nhỏ hơn biên độ tín hiệu OFDM truyền đi. Hình 4.6 và 4.7 cho thấy tác dụng của bộ ước lượng kênh và bù kênh. Hình 4.6 chòm sao QPSK trước khi ước lượng kênh có biên độ và pha rất không ổn định. Hình 4.7 chòm sao QPSK sau khi ước lượng kênh có biên độ và pha gần như ổn định. 4.3 Một số lưu đồ thuật toán của chương trình 4.3.1 Lưu đồ mô phỏng kênh truyền Hình 4.8: Lưu đồ mô phỏng kênh truyền Tham khảo mã nguồn Matlap: ch.m, ch_clipping.m, ch_noise.m, ch_multipath.m 4.3.2 Lưu đồ mô phỏng thu phát tín hiệu OFDM Hình 4.9 Lưu đồ mô phỏng phát ký tự OFDM Hình 4.10 Lưu đồ mô phỏng thu ký tự OFDM Tham khảo mã nguồn thuật toán phát ký tự OFDM: tx.m, read.m, tx_chunk.m, tx_dechunk.m. Tham khảo mã nguồn thuật toán thu ký tự OFDM: rx.m, write.m, rx_chunk.m, rx_dechunk.m. 4.3.3 Lưu đồ mô phỏng thu phát tín hiệu QAM Hình 4.11 Lưu đồ mô phỏng thu ký tự OFDM Tham khảo mã nguồn thuật toán phát ký tự QAM: QAM.m, read.m. Hình 4.12 Lưu đồ mô phỏng thu ký tự OFDM Tham khảo mã nguồn thuật toán phát ký tự QAM: QAM.m, write.m. 4.3.4 Lưu đồ mô phỏng thuật toán tính BER Hình 4.13 Lưu đồ mô phỏng thuật toán tính BER 4.3.5 Sơ đồ thu phát của tín hiệu OFDM Hình 4.14: Sơ đồ thu phát của tín hiệu OFDM 4.4 Mô phỏng quá trình thu phát của tín hiệu trong kỹ thuật OFDM 4.4.1 Giao diện mô phỏng Hình 4.15: Giao diện nhập thông số cho tín hiệu OFDM mô phỏng 4.4.2 Kết quả mô phỏng 4.4.2.1 So sánh thu phát của tín hiệu OFDM Tín hiệu được phát đi tại B Tín hiệu thu được tại H Phổ tín hiệu được phát đi tại B Phổ tín hiệu thu được tại H Tín hiệu được phát đi tại D Tín hiệu thu được tại G Phổ tín hiệu được phát đi tại D Phổ tín hiệu thu được tại G Tín hiệu được phát đi tại E Tín hiệu thu được tại F Phổ tín hiệu được phát đi tại E Phổ tín hiệu thu được tại F 4.4.2.2 So sánh QAM và OFDM Hình 4.15: Tín hiệu QAM và OFDM phát ở miền tần số Hình 4.16: Tín hiệu QAM và OFDM thu ở miền tần số 4.4.2.3 So sánh tín hiệu âm thanh được điều chế bằng QAM và OFDM Hình 4.17: So sánh tín hiệu âm thanh được điều chế bằng phương thức QAM và OFDM Hình 4.17 cho chúng ta thấy phổ của tín hiệu OFDM rất giống với phổ tín hiệu của âm thanh ban đầu. Chứng tỏ phương thức điều chế OFDM tốt hơn so với QAM. 4.5 Kết luận chương Trong chương cuối cùng này đã mô phỏng hệ thống OFDM bằng simulink của Matlab, với những scope để hiện thị tín hiệu giúp cho việc phân tính đánh giá tác động của kênh truyền đến tín hiệu, tác dụng của bộ ước lượng và bù kênh. Tuy nhiên, simulink này chỉ dừng lại ở mức độ đơn giản, tức là chỉ mô phỏng hệ thống OFDM băng gốc với phương thức điều chế QPSK. Trong chương cũng đã so sánh tín hiệu OFDM và tín hiệu QAM, file âm thanh của chúng để thấy rõ những ưu điểm của OFDM. Chương 5: ỨNG DỤNG CỦA HỆ THỐNG OFDM Ngày nay, kĩ thuật OFDM đã được tiêu chuẩn hoá là phương pháp điều chế cho các hệ thống phát thanh số như DAB (Digital Audio Broadcasting), DRM (Digital Radio Mondiale - hệ thống phát thanh số đường dài thay cho hệ thống AM), các hệ thống truyền hình số mặt đất DVB-T (Digital Video Broadcasting for Terrestrial Transmission Mode), DVB-H (Digital Video Broadcasting for Handheld) và ít người biết rằng sự nâng cao tốc độ đường truyền trong hệ thống ADSL là nhờ kĩ thuật OFDM.Nhờ kĩ thuật điều chế đa sóng mang và cho phép chồng lấn phổ giữa các sóng mang mà tốc độ truyền dẫn trong ADSL tăng lên đáng kể. 5.1 Hệ thống DRM Hình 5.1 Hệ thống DRM DRM là hệ thống phát thanh số thay thế cho hệ thống phát thanh truyền thống AM. Tần số sóng mang cho hệ thống DRM tương đối thấp, nhỏ hơn 30MHz, phù hợp cho việc truyền sóng khoảng cách lớn. Môi trường truyền sóng của hệ thống là kênh phân tập đa đường có sự tham gia phản xạ mặt đất và tầng điện li nên phạm vi phủ sóng của DRM rất lớn, có thể phủ sóng đa quốc gia hay liên lục địa. Các tham số cơ bản của DRM theo ETSI, như sau: Độ rộng băng: B=9.328kHz Độ dài FFT: NFFT= 256. Số sóng mang được sử dụng để truyền tin: NC=198. Do trễ truyền dẫn tương đối lớn nên hệ thống DRM được thiết kế chỉ dành cho các máy thu tĩnh hay xách tay. Điều này khác hẳn so với hệ thống DAB hay DVB được thiết kế cho máy thu có tốc độ di chuyển tương đối lớn như ô tô, tàu hoả…. 5.2 Các hệ thống DVB 5.2.1 DVB-T Giới thiệu Thế hệ máy phát số ra đời khắc phục nhược điểm của máy phát tương tự như khả năng mang nhiều chương trình trên một kênh RF, hỗ trợ khả năng thu tín hiệu đa đường và thu di động… Máy phát số DVB-T và máy phát hình tương tự giống nhau, chỉ khác nhau phần điều chế. Hình 2.12 Sơ đồ khối bộ DVB-T Đặc điểm Tín hiệu truyền đi được tổ chức thành từng khung, cứ 4 khung liên tiếp tạo thành 1 siêu khung.Lí do của việc tạo khung là để phục vụ tổ chức mang thông tin tham số của phía phát bằng các sóng mang báo hiệu thông số phía phát (Transmission Parameters Signalling carriers- TPS). Việc hình thành siêu khung là để chèn đủ số nguyên lần gói mã sửa sai reed-Solomon 204 byte trong dòng truyền tải MPEG-2 dù ta chọn bất kì cấu hình nào để tránh việc chèn thêm các gói đệm không cần thiết. Mỗi khung chứa 68 symbol OFDM trong miền thời gian được đánh số từ 0 đến 67.Mỗi symbol này chứa hàng ngàn sóng mang (6817 với chế độ 8K, 1705 với chế độ 2K) nằm dày đặc trong dải thông 8MHz (ở nước ta chọn dải thông 8MHz, một số nước khác chọn 7MHz). Như vậy, một symbol ODFM sẽ chứa: Sóng mang dữ liệu: được điều chế M-QAM, với mode 8K là 6048 sóng mang và mode 2K là 1512. Sóng mang dẫn đường (pilot symbol, mang thông tin phía phát để khôi phục tín hiệu: các pilot này thường được điều chế BPSK với mức công suất 2.5dB Pilot liên tục: gồm 177 pilot với mode 8K, 15 với mode 2K, có vị trí cố định trong 8MHz để phía thu sửa lỗi tần số và pha, tự động điều chỉnh tần số. Pilot rời rạc: 524 với mode 8K, 131 với mode 2K, không có vị trí cố định trong miền tần số nhưng được rải đều trong dải tần 8MHz, giúp đầu thu tự động điều chỉnh để đạt đáp ứng kênh tốt nhất. Sóng mang thông số phát TPS: chứa nhóm thông số phát được điều chế BPSK, gồm 68 sóng mang trong mode 8K, 17 trong mode 2K luôn có vị trí cố định trong biểu đồ chòm sao BPSK và trong dải thông 78MHz. Để tránh nhiễu giữa các kí hiệu ISI và nhiễu tương hỗ giữa các sóng mang ICI, nguời ta thực hiện chèn thêm chuỗi bảo vệ GI vào mỗi symbol. Việc chèn thêm này được thực hiện bên phía phát với thời gian bảo vệ TG khác nhau theo quy định của DVB: 1/4 TU, 1/8 TU, 1/16TU, 1/32 TU (TU: chiều dài phần tín hiệu có ích). 5.2.2 DVB-H: Điện thoại di động truyền hình Sơ đồ: Hình 2.13 Sơ đồ thu của DVB-H Cấu trúc máy thu của điện thoại di động DVB-H được cho trên hình gồm 2 phần: Một bộ giải điều chế DVB-H (gồm khối điều chế DVB-T, module Time slicing và module MPE-FEC) và một đầu cuối DVB-H. Tín hiệu vào là tín hiệu DVB-T. Khối điều chế DVB-T thu lại các gói dòng truyền tải MPEG-2, tín hiệu này cung cấp các mode truyền dẫn (2K, 8K và 4K) với các tín hiệu mang thông số truyền dẫn - TPS tương ứng.Module Time Slicing giúp tiết kiệm công suất tiêu thụ và hỗ trợ việc chuyển giao mạng linh hoạt hơn. Module MPE-FEC cung cấp mã sửa lỗi tiến cho phép bộ thu có thể đương đầu với các điều kiện thu đặc biệt khó khăn. Tín hiệu ra khỏi giải điều chế DVB-H có dạng các gói của dòng truyền tải TS hoặc các IP Datagrams (khi thu tín hiệu DVB-H).Đầu cuối DVB-H giải mã các IP Datagrams,hiển thị nội dung của các chương trình DVB-H. Hiện nay nhiều hãng sản xuất điện thoại đã có các thế hệ ĐTDĐ DVB-H đầu tiên: NOKIA 7700 và 7710, PHILIPS HoTMAN 2, SIEMENS… Kiến trúc ban đầu của các máy ĐTDĐ DVB-H hiện nay gồm: Điện thoại tích hợp 3 băng tần số: GSM, GPRS và UMTS (3G). Bộ thu DVB-H. Camera 1.3M pixel. Màn hiển thị VGA (640 x 480). Màn hình cảm biến - touch screen. Âm thanh ngõ ra Stereo. Hỗ trợ chuẩn không dây Bluetooth. Bộ nhớ trong có dung lượng 1Gbit Hãng NOKIA tuyên bố từ nay hãng sẽ tung ra thị trường khoảng 60 thiết bị sang trọng có tích hợp DVB-H. DVB-H đang có những ưu thế vượt trội của mình: Tiết kiệm năng lượng Pin tới 90%, thu tín hiệu trong môi trường di động tốt, tín hiệu được đóng gói dạng IP và truyền tín hiệu dưới dạng quảng bá tới các máy điện thoại di động. Bởi vậy ứng dụng công nghệ quảng bá DVB-H cho đường xuống (downlink) của các máy điện thoại trong mạng di động dường như là một giải pháp mang tính đột phá mà các thế hệ mạng viễn thông 2G (GSM); 2,5G (GPRS) và 3G (UMTS) hiện nay chưa thể khắc phục ngay được. Đó là không bị hạn chế về băng thông khi tại cùng một thời điểm số thuê bao sử các dụng dịch vụ truyền hình trực tuyến tăng vọt. Sự hội tụ giữa công nghệ quảng bá DVB-H và viễn thông đang được các hãng truyền thông lớn trên thế giới thử nghiệm tại nhiều nước trên thế giới (mô hình DVB-H & GPRS hay DVB-H & UMTS) và đã chính thức đưa ra sản phẩm của mình vào đầu năm 2005 như Nokia, Philips, Siemens...các hãng sản suất máy phát số hàng đầu thế giới (Harris, Intelco, Rohde&Schwarz...) cũng đã xuất xưởng các thiết bị tích hợp công nghệ DVB-H. Cuộc đua giữa điện thoại di động 3G và điện thoại di động truyền hình DVB-H đã bắt đầu! Với những ưu thế của mình, ĐTDĐ truyền hình công nghệ DVB-H đang mở ra những triển vọng mới cho người sử dụng. STT Đặc điểm DVB-T DVB-H 1 Tốc độ bit của một kênh truyền hình có độ nét tiêu chuẩn SDTV 4-5 Mbit/s 128-384 Kbit/s 2 Màn hiển thị Màn hình TV cỡ trung bình và lớn. Màn hình điện thoại nhỏ. 3 Anten Anten trên mái nhà (anten Yagi), trong nhà (anten roi) hoặc anten trên ôtô. Anten bên trong điện thoại. 4 Nguồn cung cấp Cố định và là nguồn liên tục. Nguồn năng lượng Pin và có giới hạn. 5 Chế độ thu Thu cố định, thu xách tay trong nhà và thu trên phương tiện giao thông. Các máy cầm tay di động. Bảng 2.1 So sánh giữa DVB-T và DVB-H Hiện nay với công nghệ phát số mặt đất (DVB-T) chúng ta có thể phát được khoảng 6-7 chương trình TV (SDTV) trên một kênh sóng (với tốc độ tổng là 27,14 Mbit/s). Trong khi đó công nghệ IP Datacast (DVB-H) dễ dàng tương thích với các màn hình cỡ nhỏ (vài inch) của các đầu cuối cầm tay. Với màn hình nhỏ thì chỉ với tốc độ 128-384 Kbit/s trên một kênh (hay một chương trình TV yêu cầu) đã có thể phân phối một kênh video chất lượng cao. Chính công nghệ này đã làm tăng hiệu quả của quá trình phát quảng bá và có thể truyền được từ 10 đến 55 chương trình TV trên một kênh sóng. Ngoài ra, trong hệ thống thông tin di động thế hệ thứ 4 (4G), kĩ thuật OFDM còn còn thể kết hợp với các kĩ thuật khác như phân tập anten (MIMO- Multi In Multi Out- đa anten phát thu) nhằm nâng cao dung lượng kênh vô tuyến và kết hợp với CDMA nhằm phục vụ dịch vụ đa truy nhập vào mạng.Một vài hướng nghiên cứu với mục đích thay đổi phép biến đổi FFT trong bộ điều chế OFDM bằng Wavelet nhằm cải thiện sự nhạy cảm của hệ thống đối với hiệu ứng dịch tần do mất đồng bộ và giảm độ dài tối thiểu của chuỗi bảo vệ trong OFDM; tuy nhiên, khả năng ứng dụng những kĩ thuật này cần được kiểm chứng trong tương lai. KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN CỦA ĐỀ TÀI Công nghệ ghép kênh phân chia theo tần số trực giao - OFDM là một công nghệ hiện đại cho truyền thông tương lai. Hiện nay việc nghiên cứu và ứng dụng OFDM không ngừng được nghiên cứu và mở rộng phạm vi ứng dụng bởi những ưu điểm trong việc tiết kiệm băng tần và khả năng chống lại fading chọn lọc tần sốcũng như xuyên nhiễu băng hẹp. Đồ án đã tìm hiểu, trình bày những vấn đề cơ bản của kỹ thuật OFDM cũng như một số vấn đề kỹ thuật cho công nghệ OFDM và khả năng ứng dụng OFDM vào các công nghệ tương lai này. Đồng bộ là một vấn đề quan trọng không chỉ trong hệ thống OFDM mà còn cả trong các hệ thống khác cũng vậy. Hệ thống OFDM yêu cầu khắt khe về vấn đề đồng bộ vì sự sai lệch về tần số, ảnh hưởng của hiệu ứng Doppler khi di chuyển và lệch pha sẽ gây ra nhiễu giao thoa tần số (ICI). Trong bất kỳ một hệ thống OFDM nào, hiệu suất cao phụ thuộc vào tính đồng bộ hóa giữa máy phát và máy thu, làm mất tính chính xác định thời dẫn đến nhiễu ISI và ICI khi mất độ chính xác tần số Chương trình mô phỏng tín hiệu OFDM ở đồ án này chỉ mới thực hiện được bước đầu là mô phỏng tổng quan và và mô phỏng so sánh tín hiệu. Có thể thiết kế hệ thống OFDM với Simulink trong Matlab và đi vào mô phỏng các thuật toán, các phương pháp cụ thể trong từng vấn đề. Ngoài ra, để nâng cao chỉ tiêu chất lượng hệ thống OFDM, người ta sử dụng mã hóa tín hiệu OFDM. Do đó chúng ta có thể bổ sung vấn đề mã hóa vào trong đồ án này. Việc tìm hiểu tổng quan về OFDM và giải quyết các vấn đề kỹ thuật trong hệ thống OFDM, chúng ta có thể hướng đến ứng dụng của OFDM trong tương lai như: Nghiên cứu, tìm hiểu một số hệ thống OFDM nâng cao như VOFDM (Vector OFDM), COFDM (Coded OFDM), WOFDM (Wideband OFDM),... Kết hợp OFDM với các công nghệ khác như FDMA, TDMA và CDMA để tạo thành các kỹ thuật đa truy cập trong thông tin di động. Ứng dụng OFDM trong DVB-T, WLAN, OFDMA,... Ứng dụng công nghệ OFDM trong WiMAX. BẢNG CÁC TỪ VIẾT TẮT A AM Amplitude Modulation AWGN Additive White Gaussian Noise B BER Bit Error Rate BPSK Binary Phase Shift Keying BS Base Station C CDMA Code Division Multiple Access CP Cyclic Prefix D DC Direct Current (0Hz) DFT Discrete Fourier Transform DPLL Digital Phase Look Loop DS-CDMA Direct Sequence CDMA DSP Digital Signal Processor DVB Digital Video Broadcasting DVB-H Digital Video Brocasting-Handheld DVB-T Digital Video Broadcasting-Terrestrial F FDM Frequency Division Multiplexing FEC Forward Error Correcting FFT Fast Fourier Transform FIR Finite Impulse Response (digital filter) FM Frequency Modulation FOE Frequency Offset Estimation FSC Frame Synchronization Code FSK Frequency Shift Keying G GI Guard Interval I ICI Inter Channel Interference ICI Inter Carrier Interference ISI Inter Symbol Interference IDFT Inverse Discrete Fourier Transform IEEE Institute of Electrical and Electronic Engneers IFFT Inverse FFT IMD Inter-Modulation Distortion O OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing Q QAM Quadrature Amplitude Modulation QPSK Quadrature Phase-Shift Keying QoS Quality of Service S S/P Serial to Parallel SC Single Carrier SNR Signal to Noise Ratio SER Symbol Error Rate S-OFDMA Scalable Orthogonal Frequency Division Multiplex access W Wimax Worldwide Interoperability for Microwave Access WLAN Wireless Local Area Network WMAN Wireless Metropolitan Area Network PHỤ LỤC A/ Phát OFDM %DVB-T 2K Transmission %The available bandwidth is 8 MHz %2K is intended for mobile services clear all; close all; %DVB-T Parameters Tu=224e-6; %useful OFDM symbol period T=Tu/2048; %baseband elementary period G=0; %choice of 1/4, 1/8, 1/16, and 1/32 delta=G*Tu; %guard band duration Ts=delta+Tu; %total OFDM symbol period Kmax=1705; %number of subcarriers Kmin=0; FS=4096; %IFFT/FFT length q=10; %carrier period to elementary period ratio fc=q*1/T; %carrier frequency Rs=4*fc; %simulation period t=0:1/Rs:Tu; %Data generator (A) M=Kmax+1; rand('state',0); a=-1+2*round(rand(M,1)).'+i*(-1+2*round(rand(M,1))).'; A=length(a); info=zeros(FS,1); info(1:(A/2)) = [ a(1:(A/2)).']; %Zero padding info((FS-((A/2)-1)):FS) = [a(((A/2)+1):A).']; %Subcarriers generation (B) carriers=FS.*ifft(info,FS); tt=0:T/2:Tu; figure(1); subplot(211); stem(tt(1:20),real(carriers(1:20))); xlabel('Time (sec)'); ylabel('Amplitude'); title('Carriers Inphase'); grid on; subplot(212); stem(tt(1:20),imag(carriers(1:20))); xlabel('Time (sec)'); ylabel('Amplitude'); title('Carriers Quadrature'); grid on; figure(2); f=(2/T)*(1:(FS))/(FS); subplot(211); plot(f,abs(fft(carriers,FS))/FS); xlabel('Frequency (Hz)'); ylabel('Amplitude'); title('Carriers FFT'); grid on; subplot(212); pwelch(carriers,[],[],[],2/T); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Power Spectial Density (dB/Hz)'); title('Carriers Welch PSD Estimate'); grid on; % D/A simulation L = length(carriers); chips = [ carriers.';zeros((2*q)-1,L)]; p=1/Rs:1/Rs:T/2; g=ones(length(p),1); %pulse shape figure(3); stem(p,g); xlabel('Time (sec)'); ylabel('Amplitude'); title('Pulse g(t)'); grid on; dummy=conv(g,chips(:)); u=[dummy(1:length(t))]; % (C) figure(4); subplot(211); plot(t(1:400),real(u(1:400))); xlabel('Time (sec)'); ylabel('Amplitude'); title('U Inphase'); grid on; subplot(212); plot(t(1:400),imag(u(1:400))); xlabel('Time (sec)'); ylabel('Amplitude'); title('U Quadrature'); grid on; figure(5); ff=(Rs)*(1:(q*FS))/(q*FS); subplot(211); plot(ff,abs(fft(u,q*FS))/FS); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Amplitude'); title('U FFT'); grid on; subplot(212); pwelch(u,[],[],[],Rs); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Power Spectial Density (dB/Hz)'); title('U Welch PSD Estimate'); grid on; [b,a] = butter(13,1/20); %reconstruction filter [H,F] =FREQZ(b,a,FS,Rs); figure(6); plot(F,20*log10(abs(H))); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Amplitude dB'); title('D/A Filter Response'); grid on; uoft = filter(b,a,u); %baseband signal (D) figure(7); subplot(211); plot(t(80:480),real(uoft(80:480))); xlabel('Time (sec)'); ylabel('Amplitude'); title('UOFT Inphase'); grid on; subplot(212); plot(t(80:480),imag(uoft(80:480))); xlabel('Time (sec)'); ylabel('Amplitude'); title(' UOFT Quadrature'); grid on; figure(8); subplot(211); plot(ff,abs(fft(uoft,q*FS))/FS); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Amplitude'); title('UOFT FFT'); grid on; subplot(212); pwelch(uoft,[],[],[],Rs); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Power Spectial Density (dB/Hz)'); title('UOFT Welch PSD Estimate'); grid on; %Upconverter s_tilde=(uoft.').*exp(1i*2*pi*fc*t); s=real(s_tilde); %passband signal (E) figure(9); plot(t(80:480),s(80:480)); xlabel('Time (sec))'); ylabel('Amplitude'); title('S(t)'); grid on; figure(10); subplot(211); %plot(ff,abs(fft(((real(uoft).').*cos(2*pi*fc*t)),q*FS))/FS); %plot(ff,abs(fft(((imag(uoft).').*sin(2*pi*fc*t)),q*FS))/FS); plot(ff,abs(fft(s,q*FS))/FS); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Magnitude'); title('S(t) FFT'); grid on; subplot(212); %pwelch(((real(uoft).').*cos(2*pi*fc*t)),[],[],[],Rs); %pwelch(((imag(uoft).').*sin(2*pi*fc*t)),[],[],[],Rs); pwelch(s,[],[],[],Rs); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Power Spectial Density (dB/Hz)'); title('S(t) Welch PSD Estimate'); grid on; B/ Thu OFDM %DVB-T 2K Reception clear all; close all; Tu=224e-6; %useful OFDM symbol period T=Tu/2048; %baseband elementary period G=0; %choice of 1/4, 1/8, 1/16, and 1/32 delta=G*Tu; %guard band duration Ts=delta+Tu; %total OFDM symbol period Kmax=1705; %number of subcarriers Kmin=0; FS=4096; %IFFT/FFT length q=10; %carrier period to elementary period ratio fc=q*1/T; %carrier frequency Rs=4*fc; %simulation period t=0:1/Rs:Tu; %carrier frequency Rs=4*fc; %simulation period t=0:1/Rs:Tu; tt=0:T/2:Tu; %Data generator sM = 2; [x,y] = meshgrid((-sM+1):2:(sM-1),(-sM+1):2:(sM-1)); alphabet = x(:) + 1i*y(:); N=Kmax+1; rand('state',0); a=-1+2*round(rand(N,1)).'+i*(-1+2*round(rand(N,1))).'; A=length(a); info=zeros(FS,1); info(1:(A/2)) = [ a(1:(A/2)).']; info((FS-((A/2)-1)):FS) = [ a(((A/2)+1):A).']; carriers=FS.*ifft(info,FS); %Upconverter L = length(carriers); chips = [ carriers.';zeros((2*q)-1,L)]; p=1/Rs:1/Rs:T/2; g=ones(length(p),1); dummy=conv(g,chips(:)); u=[dummy; zeros(46,1)]; [b,aa] = butter(13,1/20); uoft = filter(b,aa,u); delay=64; %Reconstruction filter delay s_tilde=(uoft(delay+(1:length(t))).').*exp(1i*2*pi*fc*t); s=real(s_tilde); %OFDM RECEPTION %Downconversion r_tilde=exp(-1i*2*pi*fc*t).*s; %(F) figure(1); subplot(211); plot(t,real(r_tilde)); xlabel('Time (sec))'); ylabel('Amplitude'); title('r-tilde Inphase)'); axis([0e-7 12e-7 -60 60]); grid on; subplot(212); plot(t,imag(r_tilde)); xlabel('Time (sec))'); ylabel('Amplitude'); title('r-tilde Quadrature'); axis([0e-7 12e-7 -100 150]); grid on; figure(2); ff=(Rs)*(1:(q*FS))/(q*FS); subplot(211); plot(ff,abs(fft(r_tilde,q*FS))/FS); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Amplitude'); title('r-tilde FFT'); grid on; subplot(212); pwelch(r_tilde,[],[],[],Rs); %Carrier suppression [B,AA] = butter(3,1/2); r_info=2*filter(B,AA,r_tilde); %Baseband signal continuous-time (G) figure(3); subplot(211); plot(t,real(r_info)); xlabel('Time (sec))'); ylabel('Amplitude'); title('r-info Inphase)'); axis([0 12e-7 -60 60]); grid on; subplot(212); plot(t,imag(r_info)); axis([0 12e-7 -100 150]); xlabel('Time (sec))'); ylabel('Amplitude'); title('r-info Quadrature'); grid on; figure(4); f=(2/T)*(1:(FS))/(FS); subplot(211); plot(ff,abs(fft(r_info,q*FS))/FS); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Amplitude'); title('r_info FFT'); grid on; subplot(212); pwelch(r_info,[],[],[],Rs); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Power Spectial Density (dB/Hz)'); title('r_info Welch PSD Estimate'); grid on; %Sampling r_data=real(r_info(1:(2*q):length(t)))... %Baseband signal, discrete- time +1i*imag(r_info(1:(2*q):length(t))); % (H) figure(5); subplot(211); stem(tt(1:20),(real(r_data(1:20)))); xlabel('Time (sec))'); ylabel('Amplitude'); title('r-data Inphase)'); axis([0 12e-7 -60 60]); grid on; subplot(212); stem(tt(1:20),(imag(r_data(1:20)))); axis([0 12e-7 -100 150]); xlabel('Time (sec))'); ylabel('Amplitude'); title('r-data Quadrature'); grid on; figure(6); f=(2/T)*(1:(FS))/(FS); subplot(211); plot(f,abs(fft(r_data,FS))/FS); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Amplitude'); title('r_data FFT'); grid on; subplot(212); pwelch(r_data,[],[],[],2/T); xlabel('Frequency (Hz))'); ylabel('Power Spectial Density (dB/Hz)'); title('r_data Welch PSD Estimate'); grid on; %FFT info_2N=(1/FS).*fft(r_data,FS); % (I) info_h=[info_2N(1:A/2) info_2N((FS-((A/2)-1)):FS)]; %Slicing for k=1:N, a_hat(k)=alphabet((info_h(k)-alphabet)==min(info_h(k)-alphabet)); %(J) end; figure(7) plot(info_h((1:A)),'.k'); title('info-h Received Constellation') xlabel('Real axis'); ylabel('Imaginary axis'); axis square; axis equal; figure(8) plot(a_hat((1:A)),'or'); xlabel('Real axis'); ylabel('Imaginary axis'); title('a_hat 4-QAM') axis square; axis equal; grid on; axis([-1.5 1.5 -1.5 1.5]); TÀI LIỆU THAM KHẢO 1. Nguyễn Phạm Anh Dũng, Phạm Khắc Kỷ, Hồ Văn Cừu, “Ứng dụng kỹ thuật điều chế đa sóng mang OFDM trong thông tin di động CDMA”, Tạp chí Bưu chính Viễn thông & Công nghệ Thông tin, số 12 tháng 8 năm 2004, trang 33. 2. Nguyễn Văn Đức, “Lý thuyết và các Ứng dụng của kỹ thuật OFDM” Nhà xuất bản khoa học và kỹ thuật Hà Nội, 2006. 3. Ramjee Prasad “OFDM for Wireless Communications Systems” Artech House, 2004. 4. Ye(Geoffrey) Li, Gordon Stuber “Orthogonal Frequency Division Multiplexing for Wireless Communications”,Springer, 2006. 5. Hui Liu, Guoqing Li “ OFDM- Based Broadband Wireless Networks” Wiley Interscience, 2005. 6. L.Hanzo, M.Munster, B.J.Choi and T.Keller “ OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting ” All of Univesity of Southampton,UK, IEEE Press/ Wiley 2003. 7. Juha Heikala, John Terry, Ph.D. “OFDM Wireless LANS: A Theoritical and Practical Guide” ISBN:0672321572. 8. Henrik Schulze and Christian Luders, “Theory and Application of OFDM and CDMA”, Fachhochschule Sudwestfalen Meschede, Germany-2005. 9. Các Webside: Ng ày truy cập 20/12/2009 Ngày truy cập 20/12/2009 Ngày truy cập 20/12/2009 Ngày truy cập 20/12/2009 Ng ày truyc ập 20/12/2009