Đề tài Nghiên cứu bộ biến đổi xoay chiều – Một chiều bốn góc phần tư

0 Với sơ kiện khi q = a thì i d d dt = I0 có nghiệm sau: i = é RI  + E - U cosj sin(a  -(q - a ) cot gj - j )ù e 0 - é E - U cosjsin(q -j )ù  (1-3) d ïíîë 0 2m Trong đó: j = arctg 0 û ë 2m v e L R U û ïýþ U2a U2b U2c Ed Ed Edo  E 0 2p vz m j l  wet p / 2 p 0 i Ip(vz) a ip i® io a) iu 0  U m2 E - 2 R  wet b) Hình 1.3. Chỉnh lƣu hình tia ba pha. a) Đặc tính điều chỉnh. b) Đồ thị thời gian. Nếu gọi góc dẫn của van là λ thì có thể tính được thành phần một chiều của dòng điện chỉnh lưu, chính là thành phần sinh mômen quay của động cơ: = m l  m é l l l ù I = 2 ò0 i dq = 2 êU2 sin sin(a + ) - E ú 2 0 2 2 (1-4) p d p R ë m û Còn giá trị trung bình của dòng điện chỉnh lưu thì được tính bởi biểu thức đơn giản hơn: E I = d  0cosa - E  W = mv  (1-5) d R +W L 0 e 0 1.1.2. Hiện tượng chuyển mạch Trong sơ đồ chỉnh lưu tia ba pha, khi phát xung nhằm để mở một van tiristo thì điện áp anốt của pha đó phải dương hơn điện áp của pha có van đang dẫn dòng, do đó mà dòng điện của van đang dẫn sẽ giảm dần về không, còn dòng điện của van kế tiếp sẽ tăng dần lên. Do có điện cảm trong mạch mà quá trình này xảy ra từ từ, cùng tại một thời điểm cả hai van đều dẫn dòng và chuyển dòng cho nhau, quá trình này gọi là chuyển mạch giữa các van. U 2p m Lk T1 p p ~ U2a i1 m m Lk T2 U2a U2b Ed ~ U2b i2 K Lk T3 U2c ~ N Ud id L E R  p - p 2 m U 2 a + U 2b 2 w 2p 2 a m m i id b) a) i1a i1 i2  i2 m a 0 wet m TT Hình 1.4. Hiện tƣợng chuyển mạch giữa các van 1 2 Trong quá trình chuyển mạch vì cả hai van đều dẫn nên sđđ chỉnh lưu bằng trung bình cộng của điện áp hai pha. Phương trình cân bằng điện áp cho các pha lúc chuyển mạch là: U - L  di 1 = Ed m  U - L  di 2 = Ed m 2a k dt 2b k dt di di Để ý rằng 1 + 2 = i và nếu coi 1 =- 2 thì: i i d  dt dt p 2 U 2 - U 2 U 2 sin di m = b a =  m sin q  (1-6) dt 2L L k k Thời điểm bắt đầu xảy ra chuyển mạch là tại θ = α; ta được biểu thức tính dòng điện qua van: i = I c  a - c q  (1-7) 2 mk ( os os ) U sin p 2m m Trong đó Imk = v L e k Quá trình chuyển mạch kết thúc khi  1 = 0, 2 = i  nếu trong (1-7) ta đặt  i2 = id  tại i i d q = a + p  thì có thể tính được góc chuyển mạch μ: Id m = ar c cos(cosa -  Imk ) - a p / 3 5p / 18 2p / 9 p / 6 m p / 9 p / 18  I® / Im 2w = 0, 50 =0,04 =0,03 =0,02 =0,10 =0,0 0 p 2p 9 9 4p p 5p 9 3 9 a 2p = 7p 3 9 = 8p p 9 Hình 1.5. Quan hệ giữa góc chuyển mạch μ và góc điều khiển α ứng với các dòng điện chỉnh lƣu khác nhau. Trong thực tế vận hành ít khi dòng điện chỉnh lưu vượt quá giá trị Id Imk  = 1 do đó có thể nói rằng trong chỉnh lưu tia ba pha, góc chuyển mạch cực đại là π/6. Do có chuyển mạch nên sđđ chỉnh lưu bị sụt đi (vùng gạch chéo lên Hình 1.4b). Giá trị trung bình của sụt áp do chuyển mạch được tính như sau: mL v DU k = k e I 2p d = X k Id 1.1.3. Chế độ dòng điện gián đoạn Hiện tượng gián đoạn dòng điện chỉnh lưu xảy ra do năng lượng điện từ tích I 2 lũy trong mạch khi dòng điện tăng ( L ) không đủ duy trì tích chất liên tục của 2 dòng điện khi nó giảm. Lúc này góc dẫn của van trở nên nhỏ hơn 2π/m, dòng điện qua van trở về không trước khi van kế tiếp bắt đầu dẫn. Trong khoảng dẫn của van thì sđđ chỉnh lưu bằng sđđ nguồn: d e = U2 ,0 £ q £ a0 + l Khi dòng điện bằng không, sđđ chỉnh lưu bằng sđđ của động cơ điện: e = E,a d 0  + l £ q £ 2p p Có thể viết được biểu thức tính dòng điện chỉnh lưu nếu trong (1-3) đặt I0 = 0 é ù -(q - l - a0 ) cos tgj ï ï Id = Im í[cosj sin(q - j ) - e ] - ëcosj sin(a0 + l - j ) - e û e ý î þ Trong đó, như đã đề cập ở trên: E U (1-8) e = U 2m , Im = 2m R U U2a U2b U2c Ed U 2p U U U2 m 2b 2a Ed E E 0 2p ao m  wet  a ao l  wet j l i iu id 0 a)  - E U id R  id wet m b) 2  wet Hình 1.6. Chế độ dòng điện gián đoạn và biên liên tục. Trong trường hợp bỏ qua điện trở R trong mạch phần ứng thì phương trình mô tả mạch Hình 1.4 sẽ là: di 2m U sin q = E + L d dt Và nghiệm tổng quát của nó như sau nếu gọi C là hằng số tích phân:  (1-9) U i = 2m (-cosq ) -  E q + C d v e L v e L Khi q = a0 thì  i = 0 nên ta có nghiệm riêng cho từng trường hợp dòng điện d gián đoạn:  U i = 2m (cosa  - cosq ) +  E (a  - q )  (1-10) d v e L 0 v e L 0 Dòng điện i d bắt đầu xuất hiện tại q = a0 và tăng đến giá trị cực đại tại điểm mà ở đó  L di = U - E = 0 và giảm đến bằng không tại q = a + l . dt 2a 0 Nếu đặt e =  E , I * = U 2m i , i* = d  thì có thể viết được biểu thức tính dòng U m w L d I 2m e m điện chỉnh lưu ở hệ đơn vị tương đối với dạng gọn gàng hơn: i* = (cosa d *  0 - cosq ) + e (a0  - q )  (1-11) Đặt q = a0 + l và i = 0 d vào (2-8) ta tìm được góc dẫn λ ở dạng hàm ẩn: cosa - cos(a + l ) e = 0 0 l  (1-12) Đây là quan hệ hàm ẩn giữa ba biến số l,a0 , e có thể giải bằng cách thử lặp hoặc là bằng phương pháp đồ thị. Trong trường hợp giữ nguyên góc điều khiển a0 = const  nhưng tăng dần sđđ E của động ở (ε) thì góc dẫn λ sẽ giảm dần và khi E = U2m sin a0  thì λ = 0 tức là không có dòng chảy trong mạch. Lúc này mômen động cơ cũng sẽ bằng không, động cơ bị giảm tốc độ và do đó E giảm, dòng điện lại xuất hiện trong mạch nhưng tương ứng với tốc độ thấp hơn. Vì thế, ở chế độ dòng điện gián đoạn, đặc tính cơ của động cơ trở nên rất dốc. Giá trị trung bình của dòng điện ở chế độ gián đoạn viết trong hệ đơn vị tương đối được tính như sau: I * = m  ò a0 + l i* (q )dq d 2p a0 d  (1-13) = m ì=l é ù ü = í cosa + cos(a + l ) + sin a - sin(a + l )ý 2p î 2 ë 0 0 û 0 0 þ Trong trường hợp ngược lại khi giữ a0 = const và giảm dần E, góc dẫn λ sẽ dài dần ra và khi  l = 2p / m  thì dòng điện trong mạch trở nên liên tục (xem hình 1.6b) giá trị đó của sđđ E (tương ứng  e = E / U2m ) ứng với trạng thái biên giới liên tục và có thể tìm được nó nếu đặt l = 2p / m  vào (1-12) và (1-13) m m cosa - cos(a + 2p / m) e = 0 0 = sin cosa  (1-14) blt 2p / m p p I * = m ì p écosa  + cos(a + 2p )ù - sin(a + 2p ) sin a ü  (1-15) blt 2p í m 0 0 m 0 m 0 ý î þ p p Mặt khác vì a0 = a + 2 - m nên I* = ( m sin m - cos m ) sin a  (1-16) blt p m p U m m m m I = 2 ( sin - cos ) sin a (1-17) blt v e L p m p Để tìm đường biên giới giữa vùng dòng điện liên tục và vùng dòng điện gián đoạn ta tính cosa từ (2-16) và tính sinα từ (2-17) và vì cos2a + sin2 a = 1 nên: e I * ( blt )2 + ( blt )2 = 1 m sin m m sin m - cos m p m p m p (1-18) 1.2. Phân tích sóng hài bậc cao Để thấy được sóng hài bậc cao của hệ T – Đ ta phân tích mô hình Three - phase Thyristor Converter với tải tương đương động cơ một chiều trong matlab - simulink. Ta có mô hình như hình 1.7: Three-Phase Thyristor Converter iA g i + - A i + - B iB C DC motor equi val ent ci rcui t u + + i - Id - Synchroni zati on Vol tages + v - Vab + v - Vbc + v 0 -  alpha_deg AB BC CA Block  pulses T hyri stor Converter + v - Vd iA & iB Vd Id  Scope Va Vb Vc Vca Synchroni zed 6-Pul se Generator 220 V rms L-L 3-phase Source  90 Constant1 Conti nuous Us e the Powergui FFT tool to dis play the s pectrum of Scope s ignals s tored in the 'ps bconverter_s tr' s tructure. Hình1.7. Mô hình chỉnh lƣu 3 pha dùng Tiristor Do sự làm việc của sơ đồ chỉnh lưu mà dòng điện qua nguồn điện xoay chiều có dạng khác sin. Phân tích đường cong dòng điện nguồn ra chuỗi Puriê ta được đường cong hình sin tần số bằng tần số điện áp nguồn được gọi là sóng hài bậc nhất dòng điện nguồn và tổng vô hạn các thành phần hình sin khác có tần số lớn hơn tần số điện áp nguồn một số nguyên lần được gọi là các sóng hài bậc cao dòng điện nguồn. Hệ truyền động T - Đ sử dụng bộ chỉnh lưu dùng thyristor là phần tử phi tuyến gây nên sóng điều hòa bậc cao. Khi động cơ làm việc sự có mặt của thyristor sẽ làm cho tín hiệu nguồn bị méo so với tín hiệu hình sin. Dòng điện phía lưới không sin và chứa các thành phần sóng điều hòa bậc cao .Đặc biệt là các thành phần bậc 5 và 7. Nó được biểu hiện bằng hệ số méo dạng THD. n = Hệ số méo dạng dòng điện: THD = å¥ I 2 2 n I 1 Trong đó :  I : Biên độ thành phần dòng cơ bản 1 In : Biên độ thành phần dòng điều hòa bậc n Theo phân tích phổ dòng điện đầu vào iA & iB ta sẽ tính được hệ số THD Các kết quả mô phỏng dòng điện nguồn khi thay đổi góc điều khiển a Trường hợp 1: Góc điều khiển a = 00 Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 2 cycles 100 0 -100 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 Time (s) Fundamental (50Hz) = 193.4 , THD= 14.51% 14 Mag (% of Fundamental) 12 10 8 6 4 2 0 0 500 1000 1500 2000 Frequency (Hz) Hình 1.8. Phân tích phổ dòng điện đầu vào iA & iB (a = 00) Theo phân tích phổ dòng điện trên ta thấy khi góc điều khiển a = 00 thì hệ số méo dạng THD = 14.51% Trường hợp 2: Góc điều khiển a = 600 40 20 0 -20 -40 Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 2 cycles 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 Time (s) Fundamental (50Hz) = 50.32 , THD= 28.82% Mag (% of Fundamental) 20 15 10 5 0 0 500 1000 1500 2000 Frequency (Hz) Hình 1.9. Phân tích phổ dòng điện đầu vào iA & iB (a = 600) Theo phân tích phổ dòng điện trên ta thấy khi góc điều khiển a = 600 thì hệ số méo dạng THD = 28.82% Trường hợp 3: Góc điều khiển a = 900 Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 2 cycles 6 4 2 0 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 Time (s) 100 Fundamental (50Hz) = 0.4017 , THD= 144.45% 80 60 40 Mag (% of Fundamental) 20 0 0 500 1000 1500 2000 Frequency (Hz) Hình 1.10. Phân tích phổ dòng điện đầu vào iA & iB (a = 900) Theo phân tích phổ dòng điện trên ta thấy khi góc điều khiển a = 900 thì hệ số méo dạng THD = 144.45% Theo các kết quả trên ta thấy : Sóng hài bậc cao phụ thuộc vào sự thay đổi góc điều khiển a, góc điều khiển a càng lớn thì độ méo dạng của dòng điện do sóng hài bậc cao gây ra càng lớn. 1.3. Dòng điện gián đoạn Theo phân tích về dòng điện gián đoạn trên ta thấy rằng hiện tượng gián đoạn xảy ra phụ thuộc vào một trong các yếu tố sau đây - Hiện tượng gián đoạn dòng điện chỉnh lưu xảy ra do năng lượng điện từ tích I 2 lũy trong mạch khi dòng điện tăng ( L ) không đủ duy trì tích chất liên tục của 2 dòng điện khi nó giảm dẫn đến hiện tượng dòng điện trở về không trước khi van kế tiếp bắt đầu dẫn. - Dòng điện gián đoạn xảy ra phụ thuộc vào suất điện động (sđđ): Theo công thức 1-12 ta có: e = cosao - cos(ao + l ) l + Nếu ta giữ nguyên góc điều khiển αo= const nhưng tăng dần sđđ E của động ở (ε) thì góc dẫn λ sẽ giảm dần và khi E = U2m.sinαo thì λ = 0 tức là không có dòng chảy trong mạch. Lúc này mômen động cơ cũng sẽ bằng không, động cơ bị giảm tốc độ và do đó E giảm, dòng điện lại xuất hiện trong mạch nhưng tương ứng với tốc độ thấp hơn. Vì thế, ở chế độ dòng điện gián đoạn, đặc tính cơ của động cơ trở nên rất dốc. + Nếu ta giữ αo = const và giảm dần E, góc dẫn λ sẽ dài dần ra và khi λ = 2л/m thì dòng điện trong mạch trở nên liên tục ,giá trị đó của sđđ E (tương ứng ε = E/U2m) ứng với trạng thái biên giới liên tục. - Hiện tượng gián đoạn xảy ra còn phụ thuộc vào điện cảm L và số xung áp đập mạch xoay chiều m Theo công thức 1-18 ta tìm được biên giới giữa vùng dòng điện liên tục và vùng dòng điện gián đoạn : ( e blt  )2 + (  * Iblt  )2 = 1 m sin p m sin p - cos p p m p m m Đây là đường elip với các trục là trục tọa độ của các đặc tính cơ. Elip này tạo thành biên liên tục của vùng dòng điện gián đoạn như sau: Phía trong vùng elip là vùng dòng điện gián đoạn còn phía ngoài elip là vùng dòng điện liên tục. Tập hợp các điểm trạng thái biên [ωblt , Iblt] khi thay đổi góc điều khiển α = 0π gần đúng là đường elip có các trục chính là các trục tọa độ, là đường cong nét đứt trên hình 1.21. Trong đó hình 1.21b là đặc tính động cơ tương đương nhưng chỉnh lưu là hình cầu ba pha (m=6) và điện cảm L lớn gấp 5 lần. Từ đó ta thấy rõ tác dụng thu hẹp vùng dòng điện gián đoạn của việc tăng các thông số m,L của mạch phần ứng. Tuy nhiên việc tăng số xung m kéo theo tăng độ phức tạp của mạch lực và mạch điều khiển chỉnh lưu, còn khi tăng điện cảm L kéo theo là xấu quá trình quá độ và làm tăng trọng lượng kích thước của hệ thống. Hình 1.11. Ảnh hƣởng của m,L khi chỉnh lƣu a) ba pha hình tia, b) ba pha hình cầu 1.4. Quá trình đảo chiều ở hệ T- Đ Như ta đã biết khi đảo chiều quay động cơ hệ truyền động cần phải giải phóng động năng tích lũy của phần cơ ở chiều đang quay. Khi tốc độ động cơ giảm về không hệ truyền động sẽ khởi động theo chiều ngược lại. Điều này có nghĩa là truyền động cần qua chế độ hãm và nó sẽ chuyển trạng thái làm việc qua ba góc phần tư. Đối với hệ T – Đ có đảo chiều quay cần thực hiện chế độ hãm tái sinh ở vùng tốc độ cao và hãm ngược ở vùng tốc độ thấp. Do chỉnh lưu Tiristo chỉ dẫn dòng theo một chiều và nó chỉ điều khiển được khi mở, còn khóa phụ thuộc vào điện áp lưới. Nên hệ T – Đ đảo chiều khó khăn và phức tạp do đó hệ T –Đ đảo chiều cần tuân theo một quy trình logic chặt chẽ tránh 2 bộ đều có xung mở gây ngắn mạch. Ta phân tích quá trình đảo chiều ở hệ T- Đ đảo chiều dùng 2 bộ biến đổi điều khiển riêng. 1.4.1. Mạch lực Bộ biến đổi điều khiển riêng gồm 2 bộ biến đổi mắc song song và ngược chiều nhau. Việc điều khiển cho hai bộ biến đổi là độc lập với nghĩa : người ta tách phát xung điều khiển cho hai bộ biến đổi - tức là khi một bộ làm việc thì bộ kia bị khóa hoàn toàn. FX1 K1 B1 U®k Id1 + Id2 - B2 FX2 K2 Hình 1.12. Sơ đồ hệ T-Đ đảo chiều dùng hai bộ biến đổi điều khiển riêng Trong đó mạch lực gồm 6 cặp tiristor đấu song song ngược làm thành hai bộ biến đổi: một bộ làm việc với chiều quay tthuận của động cơ còn bộ kia làm việc theo chiều ngược. Mạch điều khiển hai bộ được điều khiển bằng hai khóa K1 ,  K 2 . Giả sử động cơ làm việc bình thường ở chiều thuận bộ BBĐ_1 làm việc ở chế độ chỉnh lưu ở góc phần tư thứ nhất, BBĐ_2 khóa hoàn toàn. Ngược lại ở chế độ ngược thì BBĐ_2 làm việc ở chế độ chỉnh lưu trong góc phần tư thứ 3 trong khi BBĐ_1 khóa hoàn toàn. Khi truyền động đảo chiều hoặc giảm tốc sẽ thực hiện ở góc phần tư thứ 2 do BBĐ_2 đảm nhận hay ở góc phần tư thứ 4 do BBĐ_1 đảm nhận. Tuy nhiên việc thực hiện chuyển từ BBĐ_1 và BBĐ_2 cho nhau phải thực hiện qua điều kiện logic chặt chẽ. 1.4.2. Phân tích đảo chiều Giả sử hệ đang làm việc ở chiều thuận với BBĐ_1 khi có lệnh đảo chiều sang chiều ngược. Tín hiệu điều khiển  U dk  giảm và đổi dấu từ dương sang âm làm góc điều khiển tăng đến a > p , 2  Ed 1 giảm và đổi dấu. Điều này dẫn đến dòng điện giảm về không, cắt phát xung cho BBĐ_1. Khi đảm bảo  U dk  ở đầu mút nghịch lưu, đóng phát xung cho BBĐ_2, hệ sẽ hãm tái sinh. Quá trình đảo chiều tuân theo luật logic điều khiển chặt chẽ nhằm tránh hai bộ c ùng làm việc (sẽ gây ngắn mạch). Chính vì vậy mà hệ T-Đ điều khiển riêng cần có mạch logic điều khiển. L o g i c đ i ề u k h i ể n Ta định nghĩa các đầu vào- ra của khối logic điều khiển: C á c đ ầ u v à o : Ø L1 : lệnh đảo chiều + L1 =1: chiều thuận. + L1 =0: chiều ngược. Ø L2 : trạng thái dòng điện + L2 =1: dòng + L2 =0: dòng  I d ¹ 0 I d = 0 Ø L3 : trạng thái bộ biến đổi + + C á c đ ầ u r a :  L3 =1: chỉnh lưu. L3 =0: nghịch lưu. Ø K1 : đóng cắt BBĐ_1 + K1 =1: đóng. + K1 =0: cắt. Ø K 2 : đóng cắt BBĐ_2 + K 2 =1: đóng. + K 2 =0: cắt. Mạch logic cơ bản gồm 5 khối vào ra để đảm bảo hãm đảo chiều. Tuy vậy trong thực tế có nhiều đầu vào- ra khác nữa phục vụ cho vận hành cả hệ trong quá trình làm việc. L1 K1 L3 L2 LOG K2 Hình 1.13. Mô hình khâu LOG Diễn biến quá trình đảo chiều Gãc phÇn tø I Gãc phÇn tø II Ed1 E  E EdII  Ed E  Ed E Id Giai ®o¹n  To 1 2 3 4 5  t Gãc phÇn tø III Ed E L1 1 0 t L2 1 0 1 t L3 1 0 1 t K1 1 0 t K2 0 1 t Hình 1.14. Diễn biến quá trình đảo chiều. Hệ chuyển trạng thái làm việc qua ba góc phần tư và xảy ra qua 5 giai đoạn. + Giai đoạn 1 (ở góc phần tư thứ nhất): quá trình giảm điện áp chỉnh lưu, dòng điện giảm về không và khóa BBĐ_1. + Giai đoạn 2: thời gian chết  T0 , động cơ quay tự do. Mục đích của giai đoạn này là kiểm tra chắc chắn BBĐ_1 đã khóa an toàn. Bởi vì mạch đang làm việc ở vùng dòng điện gián đoạn cho nên khi logic báo  I d = 0  chưa chắc BBĐ_1 đã khóa hoàn toàn. Vì vậy T0 được tính bằng thời gian dẫn của tiristo T = 20 (ms) , m là số xung chỉnh lưu. 0 m + Giai đoạn 3: Hãm tái sinh, BBĐ_2 làm việc ở chế độ nghịch lưu Pd = EI d > 0 ( phát năng lượng ) ,  Pb = Ed I d < 0  (thu năng lượng). Ở giai đoạn này điều chỉnh tốc độ thay đổi của Ed phù hợp với quán tính cơ động cơ nhằm giữ dòng điện hãm không đổi trong giới hạn cho phép. + Giai đoạn 4: hãm ngược. Ở vùng tốc độ thấp E nhỏ, BBĐ_2 phải chuyển sang chế độ chỉnh lưu với giá trị khởi động theo chiều ngược lại.  Ed đủ lớn để hãm tốc độ động cơ về không và + Giai đoạn 5: Khởi động theo chiều ngược. Để thấy rõ qua trình đảo chiều ta phân tích mô hình chỉnh lưu ba pha thyristor đảo chiều điều khiển riêng Hình 1.15: Mô hình mô phỏng quá trình đảo chiều động cơ Kết quả mô phỏng: Với mômen cản M = 30 (Nm) - Tại thời điểm t = 0 (s) phát xung cho bộ 1 động cơ quay theo chiều thuận - Tại thời điểm t = 0.5 (s) ngừng phát xung cho bộ 1, bắt đầu phát xung cho bộ 2 động cơ được đảo chiều quay theo chiều ngược. Hình 1.16. Đặc tính tốc độ (rad/s) Hình 1.17. Đặc tính điện áp chỉnh lƣu Ud Hình 1.18. Đặc tính điện áp chỉnh lƣu Ud giai đoạn đảo chiều 1.5. Kết luận Theo những phân tích trên thì hệ truyền động T – Đ có những nhược điểm sau: - Sóng hài bậc cao phụ thuộc vào sự thay đổi của góc điều khiển a, khi a càng lớn thì độ méo dạng (THD) càng lớn. - Tồn tại dòng điện gián đoạn - Thời gian đảo chiều chậm do tồn tại thời gian chết để đảm bảo điều kiện an toàn, đảo chiều phức tạp do chuyển mạch bằng logic điều khiển. Từ những tồn tại của hệ T-Đ người ta nghiên cứu một phương pháp mới có khả năng giải quyết được những nhược điểm của T-Đ. Đó là phương pháp chỉnh lưu PWM dùng phương pháp biến điệu độ rộng xung (Three - phase Four – Quadrant PWM Rectifier) CHƢƠNG 2 PHÂN TÍCH NGUYÊN LÍ LÀM VIỆC CỦA CHỈNH LƢU BIẾN ĐIỆU ĐỘ RỘNG XUNG 2.1. Đặt vấn đề Phương pháp biến điệu vector không gian SVM (Space Vector Modulation) là phương pháp điều khiển phát xung có nhiều ưu điểm như: + Khả năng tận dụng điện áp một chiều DC tốt hơn. + Dòng diện vào ít sóng hài bậc cao hơn. + Dễ dàng thực hiện bằng vi điều khiển. 2.2. Cấu trúc mạch lực FQR (Three- phase Four - quadrant PWM rectifier) Hình 2.1. Cấu trúc mạch chỉnh lƣu bốn góc phần tƣ Để tiện cho việc nghiên cứu ta giả thiết các van bán dẫn là khóa lí tưởng, nghĩa là (1-On, 0- Off) Từ cấu trúc mạch chỉnh lưu bốn góc phần tư ta có sơ đồ thay thế bộ biến đổi như hình 2.2. sau: a1 b1 c1 idc p ia ib Đ ic a3 b3 c3 a4 b4 c4 n Hình 2.2. Sơ đồ thay thế bộ biến đổi bốn góc phần Hình 2.3. Đặc tính của van bán dẫn lý tƣởng Cấu trúc phổ biến này có các ưu điểm là sử dụng các mudule ba pha số lượng van nhỏ nên có thể giảm giá thành, năng lượng có khả năng chảy hai chiều. Cấu trúc này có triển vọng nên đang được phát triển. Trong hệ thống phân bố năng lượng một chiều hay biến đổi xoay chiều – một chiều, năng lượng xoay chiều đầu tiên được biến đổi sang một chiều nhờ vào chỉnh lưu 4 góc phần tư. Nó cho hệ số công suất bằng một và dòng điện chứa ít thành phần song hài bậc cao. Các bộ biến đổi này nối với đường truyền một chiều sẽ mang lại cho tải những chuyển đổi mong muốn như thay đổi tốc độ truyền động động cơ cảm ứng và đồng bộ nam châm vĩnh cửu, bộ biến đổi từ một chiều sang một chiều, hoạt động đa truyền động... Cấu trúc mạch chỉnh lưu bốn góc phần tư có hai phần chính: - Bộ lọc đầu vào - Bộ biến đổi 2.2.1. Bộ lọc đầu vào: Với các phương pháp biến điệu áp dụng cho sơ đồ các bộ biến đổi, các van sẽ đóng cắt với tần số cao. Khi đó nếu điện áp xoay chiều trên lưới điện có thể coi gần đúng như các nguồn áp với nội trở nhỏ thì dòng phía xoay chiều có thể bao gồm nhiều xung dòng, có độ rộng rất nhỏ. Để dòng xoay chiều có dạng trơn, hình sin theo sóng hài cơ bản, sẽ cần có mạch lọc nối tiếp giữa lưới và bộ biến đổi. Dòng phía đầu vào bộ biến đổi gồm những xung dòng, chứa thành phần sóng hài cơ bản ở tần số lưới và các thành phần hài bậc cao, là bội số của tần số lấy mẫu. Do tần số lấy mẫu rất lớn so với tần số điện áp lưới nên kích thước bộ lọc nhỏ, không ảnh hưởng đáng kể đối với kích thước của mạch lực. 2.2.2. Bộ biến đổi Bộ biến đổi cấu tạo từ các van bán dẫn hai chiều BDS (Bidirectional Switches). Mỗi BDS tạo bởi một cặp IGBT. Mỗi van có thể điều khiển dòng vào theo cả hai chiều. Nhờ các van bán dẫn hai chiều có thể áp dụng phương pháp điều chế vector không gian một cách hiệu quả. 2.3. Điều chế vector không gian 2.3.1. Khái niệm vector không gian và vector chuẩn Ta thấy tại một thời điểm chỉ có 6 van trong số 12 van của FQR (hình 2.1) hoạt động theo nguyên tắc sau: Nếu idc > 0 ngắt xung 6 van (a1, a3, b1, b3, c1, c3) đồng thời phát xung đóng mở cho 6 van (a2, a4, b2, b4, c2, c4) Nếu idc < 0 ngắt xung 6 van (a2, a4, b2, b4, c2, c4) đồng thời phát xung đóng mở cho 6 van (a1, a3, b1, b3, c1, c3). Tuy nhiên hệ thống xung tác động lên các van luôn có sự tuơng ứng như sau: a1 º a4 , b1 º b4 , c1 º c4 a3 º a2 , b3 º b2 , c3 º c2 Mạch nguyên lí của chỉnh lưu bốn góc phần tư gồm 6 cặp IGBT tạo nên hai bộ biến đổi, một bộ làm việc theo chiều thuận, còn bộ kia làm việc theo chiều ngược lại nên ta chỉ cần xét SVM (space vector modulation) cho 6 van trong số 12 van của FQR là đủ. a2 b2 c2 ia ib ic a4 b4 c4 idc p Đ n Hình 2.4. Sơ đồ thay thế bộ biến đổi hai góc phần tƣ Các giá trị dòng vào và điện áp một chiều có mối quan hệ với dòng một chiều và điện áp pha đầu vào thông qua trạng thái của các khóa bán dẫn như sau: éi ù é ù 2 4 ê a ú êa a ú é+i ù êi ú = êb b ú ê dc ú ê b ú ê 2 4 ú . ê-i ú êi ú êc c ú ë dc û ë c û ë 2 4 û  éu ù (2-1) é+u ù éa b c ù ê a ú ê dc ú = ê 2 2 2 ú . êu ú (2-2) ê-u ú êa b c ú ê b ú ë dc û ë 4 4 4 û êu ú ë c û Các van trong bộ chia làm 2 nhóm: 1 nhóm nối với thanh dẫn +udc, một nhóm nối với thanh dẫn -udc .Do không thể để xảy ra ngắn mạch phía đầu vào nguồn áp nên ở mỗi nhóm van ở một thời điểm bất kì, chỉ có thể một van được dẫn. Phía đầu ra một chiều là nguồn dòng nên không được phép hở mạch. Có thể thấy rằng ở mỗi thời điểm chỉ có hai van dẫn, một van số lẻ và một van số chẵn. Có tất cả 6 trạng thái van tích cực, nghĩa là có điện áp ở đầu ra bằng một điện áp đầu vào. Có 3 trạng thái van mà điện áp ra bằng không khi hai van trên cùng một pha được mở, khi đó đầu ra bị ngắn mạch, dòng các pha xoay chiều khi đó bằng không. Tất cả các trạng thái van được liệt kê trong bảng 2.1 (khi idc >0) và bảng 2.2 (khi idc <0). Bảng 2.1. Trạng thái của các van chỉnh lƣu và các vector tƣơng ứng (idc >0) dc dc dc dc dc dc Vector chuẩn Trạng thái van ia ib ic ׀i1׀ Ð Ii udc i1 T é1 0 0ù ê ú ë0 1 0û i -i 0 2 idc 3 5p 6 uab i2 T é1 0 0ù ê ú ë0 0 1û i 0 -i 2 idc 3 - 5p 6 -u ca i3 T é0 1 0ù ê ú ë0 0 1û 0 i -i 2 idc 3 - p 2 u bc i4 T é0 1 0ù ê ú ë1 0 0û -i i 0 2 idc 3 - p 6 -uab i5 T é0 0 1ù ê ú ë1 0 0û -i 0 i 2 idc 3 p 6 uca i6 T é0 0 1ù ê ú ë0 1 0û 0 -i i 2 idc 3 p 2 -u bc i0 T T T é1 0 0ù é0 1 0ù é0 0 1ù ê ú ê ú ê ú ë1 0 0û ë0 1 0û ë0 0 1û 0 0 dc dc dc dc dc dc Bảng 2.2. Trạng thái của các van chỉnh lƣu và các vector tƣơng ứng (idc <0) Vector chuẩn Trạng thái van iA iB iC ׀i1׀ Ð Ii udc U T 2 U2a U2b U2c Ed é1 i1 ê 0 0ù ú -idc idc 0 idc 3 Ed E 0 i Ip(vz) u Edo 2p wet v z m j l p/ 2 p a 0 ip i® ab io ë0 1 0û U m2 E wt a) iu - e 2 R 0 b) U 2p m é1 0 0ù  -idc 0 idc idc  U2b ~ ~ Lk T1 1 Lk T2 2 p p m m U2a U2b U + U Ed i2 ê ú N 2c K 3 2a 2b 2 w 2p 2 -u ca - Ud id p p 2 m L E R a m m i w id b) ë0 0 1û a) i1 i2 i 0 i1a 2m T é0 1 0ù  0 -idc idc 2 idc a m et - p u ê 1 i3 ú ë0 0 û ê T ú é0 1 0ù i 4 0 ë1 0 û  idc -idc 0 3 2 idc 3 2 bc p - 6 -uab ê T ú é0 0 1ù i 5 0 ë1 0 û T  idc 0 -idc 2 p idc 3 6 2 p  uca ê 0 ú é0 0 1ù i 6 0 ë0 1 û 0 idc -idc idc 3 -u 2 bc ê é1 0 i 0 ë1 0  ê T 0ù é0 1 û ú ë0 1  ê T 0ù é0 0 û ú ë0  ú T 0 1ù 0 0 1 0 û Biểu diễn vector không gian của dòng điện có dạng như: i = 2 (i  + ai + a2i ) i 3 a b c (2-3) Trong đó: ia, ib, ic là các dòng điện pha đầu vào, ở đây a = e2p / 3 . 2.3.2. Xây dựng phương pháp điều chế vector không gian Trong biểu diễn vector không gian, việc biến điệu vector không gian trong sơ đồ là tổng hợp vector chuẩn dùng bảng chuyển mạch vector. Nó có thể được chia thành các bước sau đây: - Bước 1: Xác định vector biên chuẩn - Bước 2: Xác định vector dòng điện đặt iref thuộc sector nào - Bước 3: Xác định tỉ số điều biến d1, d2 - Bước 4: Xác định mẫu xung cho từng sector 2.3.2.1. Xác định vector biên chuẩn Vector biên chuẩn được xác định từ các trạng thái van được phép. Ứng với mỗi trạng thái có thể đưa của van ta tính được giá trị dòng điện qua các pha theo dòng idc, sau đó áp dụng (2.3) tính ra vector dòng điện trong trạng thái van dẫn này. 2 Có thể thấy rằng vector dòng điện i1 có độ dài i1 = i1 = idc 3 hướng theo các góc cố định trên mặt phẳng tọa độ, những vector này được xác định từ các trạng thái van được phép, ứng với mỗi trạng thái van được phép, tính ra được vector dòng điện, vector này có độ dài và vị trí xác định gọi là các vector biên chuẩn, kí hiệu là I1, I2,…I6. Sáu trạng thái van tích cực tạo nên sáu vector tích cực. Trên mặt phẳng tọa độ các vector này tạo nên một hình lục giác đều, chia mặt phẳng thành sáu góc bằng nhau, gọi là các sector, đánh số từ I đến VI. Ba trạng thái ngắn mạch đầu ra tạo nên ba vector không, khi đó dòng không chảy qua các pha phía xoay chiều (độ dài vector dòng điện bằng không) kí hiệu i0 Vector chuẩn chia mặt phẳng tọa độ ab thành 6 sector như hình 2.5. khi idc >0 và trong hình 2.6. khi idc < 0. Hình 2.5. Vector không gian dòng xoay chiều đầu vào khi idc > 0 Hình 2.6. Vector không gian dòng xoay chiều đầu khi idc < 0 2.3.2.2. Xác định vector iref thuộc sector nào Ta biểu diễn dòng i ef trong mặt phẳng tọa độ tĩnh αβ bằng 2 thành phần i , i r a b Trước hết ta chuyển vị từ hệ tọa độ 3 pha abc sang hệ tọa độ tĩnh αβ: Cho biến ba pha cân bằng bất kỳ  X a , Xb , X c ta có quan hệ: X a + Xb + X c = 0 Trong đó: X là điện áp hoặc dòng điện X trong mặt phẳng αβ có thể được phân tích thành: X = Xa + jX b Công thức chuyển hệ tọa độ từ abc αβ như sau: ë êé Xa + X b  T T ù = T é X + X + X ù úû ë a b c û é 1 2 2 ê1 - T = ê 1 ù - 2 ú ú 3 ê0 3 - = 3 ú 2 2 iref đặt được xác định trên mặt phẳng tọa độ tĩnh αβ bằng hai thành phần ia và ib. Bằng thuật toán sau ta có thể xác định được iref(ia, ib) thuộc sector nào trong mặt phẳng tọa độ. Begin Đúng iα , iβ Đúng iβ > 0 iβ > 0 Đúng | ia | ³ 3  |iβ| Sai | ia | ³ 3  |iβ|  Sai Đúng i Є SI i Є SII Đúng i Є SIV i Є SV | ia | ³ 3  |iβ| Sai | ia | ³ 3  |iβ|  Sai Đúng Đúng i Є SIV i Є SV i Є SI i Є SII Hình 2.7. Lƣợc đồ lựa chọn sectơ 2.3.2.3. Xác định tỉ số điều biến d1, d2 Mỗi vector quay ở vị trí bất kỳ trên mặt phẳng tọa độ đang làm trong góc phần sáu nào đó có thể tổng hợp từ hai vector chuẩn gần nhất. Dòng điện đặt iref là tổng vector của hai vector biên d1in , d2in+1, có hướng trùng với hướng của hai vector chuẩn liền kề nó. iref = d1in + d2in+1 Trong đó: d1, d2 là tỉ số điều biến của các vector chuyển mạch khác không của vector in, in+1. Khi iref thuộc sector (n+1). Nếu n = 6 thì iref thuộc sector 1 Ta cần xác định tỷ số điều biến d1, d2? Tổng quát đặt: in = x; in+1 = y iref = d1x + d2y Với xy là hai vector biên chuẩn của 1 sector éx α ù  éyα ù  éx α  yα ù é d ù i ref (a , b ) = d ê 1 êë x ú + d β úû ê 2 êë y ú = êx β úû êë β y ú.ê d β úû êë 1 ú 2 úû  (2-5) é d ù  éx α  -1 yα ù Þ êd 1 ú = ê x yβ ú .iref (a , b ) êë 2 β é d ù  (2-6) ëêêd 1 ú = 2 úû 1 idc é  [ A 2x2 ].i  ref -1 ù  (2-7) [ A 2x2 ]= ê= 1 é x ê α,β , y ù ú û α,β ú = [B 2x2 ]-1 ë ê i dc ë û ú - Xác định độ dài vector chuẩn: (2-8) Giả sử đó là vector i1(1,0,-1). Từ đó ta có: a ìi = i ï dc íi b = 0 c ïi = -i î dc (2-9) Chuyển qua hệ tọa độ tĩnh ta được: 3 i1α = 2 (ia - æ  i b +ic 2 ö  3 ) = 2 (idc + æ  idc 2 ö  ) =idc i = 2 ç 3 (i - ic ) ÷ = 2 ç 3 (-ic ) ÷ = 3 3 3 2 2 1β ç b ÷ ç è ø è ÷ idc 3 ø Từ đó ta tính được độ dài vector chuẩn i1 i = i 2 1 1α + i 2 1β  = idc 1 + 1 = 3 2 i 3 dc  (2-10) Tương tự ta tính được: 2 i = i 1  = .......i6 = 2 i 3 dc  (2-11) Biểu diễn i1 trong hệ tọa độ tĩnh ab i é 1α ù é 1 ù i = ê 1 ú = ê= 1 ú.idc i 1β 3 Tương tự ta tính được i6: i é 1α ù é 1 ù i6 = êi ú = ê- = 1 ú.idc 1β 3 - Tính tỉ số điều biến d1, d2:  [B ]= é 1 1 ù ê = 1 2x2 -  = 1 ú 3 3 é 1 3 ù ê - ú [ A 2x2 ]= ê 2 ê=1 2 ú = 3 ú 2 2 Hoàn toàn tính toán cho các sector tiếp theo. Kết quả tính toán được tổng hợp theo bảng 2.3 dưới đây: Bảng 2.3. Hệ số điều biến d1, d2 ê- ú ê ú Sector AB B A = B-1 S1 é 1 1 ù ê 1 1 ú ê é 1 - 3 ù ê ú ê 2 2 ú ê 1 3 ú ê ú ë 2 2 û S2 é 1 0 ù ê 1 2 ú ê é 1 0 ù ê ú 1 3 ê- ú êë 2 2 úû S3 é 0 -1 ù ê 2 1 ú ê é 1 3 ù ê 2 2 ú êë-1 0 úû S4 é -1 -1 ù ê 1 1 ú ê é- 1 3 ù ê ú ê 2 2 ú ê 1 3 ú ê- - ú ë 2 2 û S5 é -1 0 ù ê 1 2 ú ê é-1 0 ù ê ú 1 3 ê - ú êë 2 2 úû S6 é 0 1 ù ê 2 1 ú ê é 1 3 ù ê- - ú 2 2 ê ú êë 1 0 úû ê - ú ê ú ê - ú ê- - ú ê- - ú Phần còn lại của thời gian chuyển mạch được điều khiển bởi các vector chuyển mạch không. Tỉ lệ điều biến d0 của vector chuyển mạch không được xác định như sau: = - d - d d0 1 1 2 2.3.2.4. Xác định mẫu xung cho từng sector Sau khi tìm được hệ số ta phải tìm cách chuyển thành thời gian đóng cắt cho mỗi van bán dẫn (xét trong trường hợp biến điệu đối xứng). s Việc biến điệu vector iref diễn ra trong một chu kì trích mẫu T  của vi điều khiển. Trong khoảng thời gian này, các vector chuẩn sẽ tồn tại với lượng thời gian nhất định phụ thuộc vào những tỉ số biến điệu được tính ở trên. Khoảng thời gian còn lại trong chu kì trích mẫu T s  sẽ được vi điều khiển thực hiện với vector không. Các vector chuẩn và vector không được thực hiện thay phiên nhau trong giai đoạn này nhưng theo một nguyên tắc là khi diễn ra sự thay đổi thì chỉ có một nhánh van được chuyển trạng thái. Khi đó vấn đề về chuyển trạng thái vector, xung tác động đến các van sẽ được làm rõ qua hình 3.4. Ta tách vector điều chế thành hai vector biên có hướng trùng với hướng của hai vector chuẩn ở biên của góc phần sáu tương ứng: Với Ts là chu kì PWM. Xét ví dụ cho sector 1 ì é0 0 1ù T ïi ê ú Sector I: ï 6 ë0 1 0û í T ï é1 0 0ù ïi ê ú î 1 ë0 1 0û T d T d T d T = 0  s + 1 s + 2 s a2 4 2 2 T d T = 0 s a4 4 2 T = 0 b b b b T 4 = T 41 - T 42 d T d T d T Với: T = 1 s + 2 s + 0 s b41 2 2 4 T 42 = T 4 b c T d T = 0 s c2 4 T d T d T = 2  s + 0 s c4 2 4 I1 ì é0 0 1ù T ïi ê ú I 1 d 1 ï 6 ë0 1 0û Sector I: í T ï é1 0 0ù Is ïi ê ú î 1 ë0 1 0û  I 6 d 2 I6 Hình 2.8. Vector dòng điện và thời gian đóng cắt mỗi van trong sector 1 I2 ì é1 0 0ù T ïi ê ú Sector II: ï 1 ë0 1 0û í T ï é1 0 0ù Is I1 I2d1 ïi ê ú î 2 ë0 0 1û  I1d2 I2 ì é1 0 0ù T ïi ê ú Sector III: ï 2 ë0 0 1û í T ï é0 1 0ù Is I I2d2 ïi ê ú 3 î 3 ë0 0 1û  I3d1 Hình 2.10. Vector dòng điện và thời gian đóng cắt mỗi van trong sector 3 I 3 ì é0 1 0ù T I 3d 2 ïi ê ú I s Sector IV ï 3 ë0 0 1û í T ï é0 1 0ù  I 4d 1 ïi ê ú î 4 ë1 0 0û I 4 ì é0 1 0ù T I4d2 ïi ê ú I5d1 Sector V: ï 4 ë1 0 0û í I 4 ù ï é0 0 1 T Is ïi ê ú î 5 ë1 0 0û I5 Hình 2.12. Vector dòng điện và thời gian đóng cắt mỗi van trong sector 5 ì é0 0 1ù T I6d1 ïi ê ú I5d2 ctor VI ï 5 ë1 0 0û I6 í ï é0 0 1 T Is ù ïi ê ú î 6 ë0 1 0û I5 Hình 2.13. Vector dòng điện và thời gian đóng cắt mỗi van trong sector 6 Nhận xét: - Không có nghịch đảo hai van trong cùng một nhánh - Có những nhánh van như b2 trong sector 2 sẽ khó điều chế, do đó cần phải phối hợp của hai SVM. 2.4. Kết luận Biến điệu vector không gian SVM cho các bộ biến đổi chỉnh lưu đã giải quyết được các tồn tại của các bộ chỉnh lưu như: dòng đầu vào chứa nhiều sóng hài, tác động chậm... Biến điệu vector không gian SVM có khả năng đáp ứng cực tốt yêu cầu về chất lượng dòng điện và điện áp đầu ra. Phương pháp biến điệu vector không gian SVM đúng cho cả trường hợp bộ biến đổi làm việc trong cả bốn góc phần tư CHƢƠNG 3 ỨNG DỤNG CHỈNH LƢU PWM CHO TRUYỀN ĐỘNG ĐẢO CHIỀU ĐỘNG CƠ MỘT CHIỀU 3.1. Đặt vấn đề Qua quá trình phân tích hệ truyền động T – Đ đã thấy có nhiều nhược điểm, có phần điều khiển phức tạp, các van bán dẫn có tính phi tuyến, dạng dòng điện đầu vào có nhiều sóng hài bậc cao, quá trình đảo chiều chậm, hệ số cosj thấp. Do đó người ta đề ra những phương hướng mới nhằm khắc phục những nhược điểm của hệ truyền động T-Đ. Đó là sử dụng phương pháp biến điệu vector không gian SVM để điều khiển phát xung cho các van. Phương pháp biến điệu vector không gian SVM đã khắc phục được những tồn tại của hệ chỉnh lưu T-Đ như: - Dòng đầu vào có dạng hình sin - Tăng hệ số công suất, có thể điều khiển hệ số công suất cosφ = 1. - Bộ điều chỉnh tác động nhanh - Quá trình đảo chiều nhanh 3.2. Xây dựng cấu trúc điều khiển bốn góc phần tƣ FQR (Four – Quadrant PWM Rectifier) cho động cơ một chiều DC Cấu trúc điều khiển FQR cho động cơ điện một chiều gồm 2 mạch vòng điều chỉnh. Mạch vòng ngoài là mạch vòng điều chỉnh tốc độ còn mạch vòng trong là mạch vòng điều chỉnh dòng điện. Hình 3.1. Cấu trúc điều khiển FQR 3.3. Thiết kế bộ điều chỉnh 3.3.1. Động cơ một chiều Động cơ điện một chiều kích từ độc lập có cấu tạo hai phần riêng biệt: phần cảm bố trí ở phần tĩnh có các cuộn dây kích từ sinh ra từ thông f , phần ứng là phần quay nối với điên áp lưới qua vành góp và chổi than. Tác động giữa từ thông và dòng điện phần ứng Iu tạo momen quay động cơ. Khi động cơ quay các thanh dẫn phần ứng cắt từ thông tạo nên sức từ động E u  . Sơ đồ nguyên lí của động cơ điện một chiều kích từ độc lập: +  Iu Ikt  Uu Eu  - Rf Rkt + Ukt - Hình 3.2. Sơ đồ nguyên lý động cơ điện một chiều kích từ độc lập. Đối tượng điều khiển là động cơ điện một chiều, cần phải điều chỉnh dòng điện (qua đó điều khiển momen quay của động cơ) và điều chỉnh tốc độ quay. Đối tượng mô tả bởi bởi hệ các phương trình sau đây: Phương trình cân bằng điện áp phần ứng: u = e  + R i + L  diA A A A A A dt Sức điện động cảm ứng: A e = k fv e Trong đó: ke là hệ số sức điện động của động cơ Tốc độ quay: (3-1) (3-2) dv = 1 (m  - m ) dt J M T (3-3) Momen quay: m = k fi M M A Trong đó: kM là hệ số momen Hằng số thời gian phân ứng: (3-4) u LA TA = R A  (3-5) Từ đó ta có mô hình động cơ một chiều kích từ độc lập: MT M 1 1 - A RA m - 1+sTA Js 1 Rkt 1+sTkt  Laf Hình 3.3. Mô hình động cơ một chiều kích từ độc lập 3.3.2. Tổng hợp mạch vòng dòng điện Sơ đồ cấu trúc mạch vòng điều chỉnh dòng điện: iA* -  uA* RI  1 1 + sTt 1 iA R A 1 + T .S A Hình 3.4. Sơ đồ cấu trúc mạch vòng dòng điện. Trong mô hình của ta, hằng số thời gian cơ học lớn hơn rất nhiều hằng số thời gian điện từ của mạch phần ứng nên ta có thể coi sức điện động của động cơ không ảnh hưởng đến quá trình điều chỉnh của mạch vòng dòng điên (tức là ta có thể coi E=0). Hàm truyền của mạch vòng dòng điện (hàm truyền của đối tượng điều chỉnh) là: G (s) = 1 1/ RA (1 + sT )(1 + sT ) t A  (3-6) Trong đó: Hằng số thời gian PWM là: T = 200(m s) t Hằng số thời gian chuyển mạch phần ứng và hệ số khuêch đại: T = T 1  LA A = R A  V = 1 RA  (3-7) Áp dụng tiêu chuẩn tối ưu module ta tìm được hàm truyền cho bộ điều chỉnh dòng có dạng khâu PI: TRI = TA  T R T L V = 1 = A A = A  (3-8) RI 2T V 2T 2T s t t Từ đó ta thu được hàm truyền đạt của khâu DC dòng kiểu PI như sau: G (s) = V  (1 +  A 1 L 1 ) = (1 + ) RI RI sT 2T sT RI t A 3.3.3. Tổng hợp mạch vòng tốc độ (3-9) Hệ thống điều chỉnh tốc độ là hệ thống mà đại lượng được điều chỉnh là tốc độ góc của động cơ điện, các hệ này rất thường gặp trong kỹ thuật. Hệ thống điều chỉnh tốc độ được hình thành từ hệ thống điều chỉnh dòng điện. Các hệ thống này có thể là đảo chiều hoặc không đảo chiều. Do yêu cầu công nghệ mà hệ cần đạt vô sai cấp 1 hoặc cấp 2. Nhiễu chính của hệ là mô men tải  M c . Ở trên ta đã tổng hợp được mạch vòng dòng điện, trong phần này ta sẽ sử dụng kết quả của nó để tổng hợp mạch vòng điều chỉnh tốc độ. G 1scl  (s) =  1 1 + 2T s + 2T 2s2 t t  (3-10) Để thuận tiện cho việc tính toán tiếp theo, ta có thể biểu diễn biểu thức trên dưới dạng: G 1scl  (s) = 1 1 + 2T s t  (3-11) Ta có sơ đồ cấu trúc mạch vòng tốc độ MT w* iA* Rw -  1 iA 1 + 2.Tt .s Mm - 1 w Js kM f Hình 3.5. Sơ đồ cấu trúc mạch vòng tốc độ. Với hàm truyền đạt phần cơ, đối tượng điều khiển tổng quát lúc này sẽ có mô hình truyền đạt như sau: G (s) = f  1 = 1 . 1 N Js (1+ 2T s) T s 1 + T s t M s (3-12) Hằng số thời gian cơ T M  được xác định bởi: T = J = J = J M f L i u af kt L af  kt R kt  (3-13) Hằng số thời giant hay thế của vòng trong T s  được xác định bởi: T = 2T s t Cũng như mạch vòng dòng điện, ta áp dụng phương pháp thiết kế theo tiêu chuẩn tối ưu đối xứng và thu được các tham số của khâu điều chỉnh ta thu được hàm truyền cho bộ điều chỉnh tốc độ có dạng khâu tích phân tỷ lệ PI: s TRN = 4T = 8T t VRN  T = M 2T s 3.3.3. Số hóa bộ điều chỉnh Khâu điều chỉnh PI số: Điều chỉnh tỷ lệ (P): Điều chỉnh tỷ lệ là phương pháp điều chỉnh tạo ra tín hiệu điều chỉnh tỷ lệ với sai lệch đầu vào. Điều chỉnh tích phân (I): Phương pháp điều chỉnh tỷ lệ để lại một độ lệch (offset) sau điều chỉnh rất lớn. Để khắc phục ta sử dụng kết hợp điều chỉnh tỷ lệ với điều chỉnh tích phân. Điều chỉnh tích phân là phương pháp điều chỉnh tạo ra tín hiệu điều chỉnh sao cho độ lệch giảm tới 0. Để thuận lợi cho việc triển khai thuật toán này xuống vi điều khiển các bộ điều chỉnh PI được viết dưới dạng gián đoạn trên miền z như sau: 1 - dz-1 PI ( z) = V  1 - z-1  (3-14) Ta sẽ thu được bộ tham số như sau: V = V Ri d = 1 - T T i Trong đó: T là chu kì trích mẫu của bộ điều khiển. 1 z - x(k) + x(k-1) 1 x 1 z  D - + -K- isds(k-1) 1 z + V + + -  1 y isds(k) isdsr(k) Hình 3.6. Khâu điều chỉnh PI số 3.4. Điều khiển công suất phản kháng và công suất tác dụng Công suất tác dụng và công suất phản kháng từ nguồn xác định bởi theo [TL4]: P = Re{V .I *} = V I  + V I a a b b (3-15) Q = Im {V .I *} = V I  - V I Trong hệ tọa độ quay d-q b a a b i ì = V ï + jV sq Khi í * i ïI = I î sd  - jI sq ìP = 3 Re{(V  + jV  )( I - jI )} ï 2 sd í sq sd sq ïQ = 3 Im{(V  + jV  )( I - jI )} 2 sd sq sd sq (3-16) Sử dụng phương pháp tựa điện áp lưới. Giả thiết tựa đúng Ta có:  V = 0 sq ì = 3 V I Þ ïP 2 sd sd í ï 3 V I Q =- 2  sd sq  (3-17) Để đảm bảo hệ số công suất bằng 1 ta có: Isq = 0 ì = 3 V I  = V I Þ í 2 ïP sd sd  dc dc Q = 0 Từ đó nhận được các giá trị: Isd.ref  V = 2 3 sd  V I dc.ref  d dc = kV c.ref Idc  (3-18) Trong đó:  k = 2 3V sd q b d Is ns Isq  Isd q a Hình 3.7. Mối liên hệ giữa các thành phần trong tọa độ quay Trong hệ tọa độ quay d-q dòng điện I s được chia làm hai thành phần là I sd (thành phần dọc trục) và Isq (thành phần ngang trục) trong đó I sd xác định hướng dòng công suất tác dụng và Isq xác định công suất phản kháng. Nhờ đó mà công suất tác dụng cũng như công suất phản kháng có thể điều khiển một cách độc lập. Hệ số s công suất bằng một khi vector dòng điện I trùng pha với vector điện áp V . s Kết luận Việc ứng dụng chỉnh lưu PWM cho truyền động đảo chiều động cơ một chiều có khả năng làm việc ở 4 góc phần tư, dòng điện đầu vào có dạng sin và hệ số công suất có thể điều khiển được. CHƢƠNG 4 MÔ PHỎNG VÀ XÂY DỰNG MÔ HÌNH THỰC NGHIỆM 4.1. Mô phỏng bộ chỉnh lƣu ba pha bốn góc phần tƣ Matlab là phần mềm phục vụ thiết kế mô phỏng quen thuộc đối với kĩ sư điều khiển- tự động hóa. Phần mềm cung cấp môi trường cần thiết cho mô phỏng hệ thống bao gồm tập hợp các công cụ tính toán. Đây cũng là phần mềm có thể lập trình được, đặc điểm này làm cho môi trường matlab ngày càng trở nên phong phú. Simulink là phần mềm hoạt động trong môi trường matlab, chuyên dùng cho việc mô hình hóa, mô phỏng và phân tích hệ thống. Có thể sử dụng công cụ này cho việc mô phỏng tuyến tính, phi tuyến…trong miền liên tục hay gián đoạn. Plecs là một toolbox làm việc tương thích với môi trường simulink trong matlab. Toolbox này cho cung cấp cho người sử dụng thư viện về điện tử công suất và hệ truyền động rất phong phú, dễ dàng mô hình vật lí đối tượng sau đó áp dụng thuật toán đã được xây dựng để điều khiển mô hình này. Điều này cho phép mô hình hóa gần với thực tế. Chỉnh lưu bốn góc phần tư được mô phỏng bằng phần mềm Matlab/Simulink/Plecs. 4.1.1. Mô hình mô phỏng chỉnh lưu PWM Các thông số động cơ: - Điện áp đầu vào U = 380[V] - Điện áp kích từ Ukt = 300[V] - Tần số đầu ra f = 50[Hz] - Công suất đầu ra P = 5[kW] - Điện cảm mạch phần ứng Lư = 0,01216[H] - Điện trở mạch phần ứng Rư = 1,086[Ω] - Điện cảm mạch kích từ Lkt = 71,47[H] - Điện trở mạch kích từ Rkt = 180[Ω] Hình 4.1. Mô hình mô phỏng Sau đây ta khảo sát chi tiết từng khối con trong mô hình trên: Cấu trúc mạch lực mô phỏng bằng Matlab/Simulink/Plecs của bộ biến đổi. Các van bán dẫn sử dụng là van điều khiển hoàn toàn IGBT. Bao gồm 12 van IGBT với cực điều khiển riêng rẽ. Hình 4.2. Mô hình mạch lực. Với đầu vào là 3 thành phần gồm: dòng điện trên hệ tọa độ αβγ và dòng điện một chiều idc. Tín hiệu ra khâu SVM được đưa vào khối “phát xung” với tần số băm xung là 2,5kHz để đưa ra điều khiển các van cụ thể. Hình 4.3. Khối phát xung PWM Ta xây dựng khối chuyển vị tọa độ từ hệ tọa độ abc sang hệ tọa độ dqo. Thực chất khối này tương tự chuyển hệ abc ® dq trong hệ thống 3 pha 3 nhánh van truyền thống chỉ thêm 1 trục 0. Hình 4.4. Khối chuyển vị tọa độ abcdq Ta xây dựng khối chuyển vị tọa độ từ hệ tọa độ dqo sang hệ tọa độ αβγ. Thực chất của khối này là chuyển hệ dq ® ab  trong hệ thống 3 pha 3 nhánh van truyền thống. Hình 4.5. Khối chuyển vị tọa độ dq αβ Khối đồng pha (PLL)  Hình 4.6. Khối tính chọn góc theta 4.1.2. Kết Quả mô phỏng - Trường hợp 1: Với Tốc độ đặt ban đầu: M = 5(Nm)  w = 100(rad / s)  và mô men cản + Tại t = 1(s) đảo chiều tốc độ động cơ sao cho động cơ quay ngược với cùng tốc độ 100(rad/s). + Tại t = 1.2(s) ta đảo chiều động cơ để động cơ chạy với tốc độ 50(rad/s) + Tại t = 1.6(s) ta đảo chiều để động cơ chạy ngược với tốc độ 50(rad/s) Hình 4.7. Đặc tính tốc độ động cơ Hình 4.8. Đặc tính dòng điện đầu vào Hình 4.9. Phân tích phổ dòng điện đầu vào sau lọc LC Hình 4.10. Đặc tính điện áp đầu vào Hình 4.11. Góc chuyển vị cho hệ tọa độ quay Hình 4.12. Đặc tính điện áp một chiều. Hình 4.13. Đặc tính điện áp một chiều lúc đảo chiều Hình 4.14. Đặc tính dòng điện một chiều Hình 4.15. Đặc tính mô men động cơ - Trường hợp 2: Với tốc độ đặt ban đầu: w = 1(rad / s) và mô men cản M = 5(Nm) + Tại t = 1(s) đảo chiều tốc độ động cơ sao cho động cơ quay ngược với cùng tốc độ 1(rad/s). + Tại t = 1.2(s) ta đảo chiều động cơ để động cơ chạy với tốc độ 0.5(rad/s) + Tại t = 1.6(s) ta đảo chiều để động cơ chạy ngược với tốc độ 0.5(rad/s) Hình 4.16. Đặc tính tốc độ động cơ giai đoạn có đảo chiều Hình 4.17. Đặc tính dòng điện đầu vào Hình 4.18. Phân tích phổ dòng điện đầu vào sau lọc LC Hình 4.19. Đặc tính điện áp đầu vào Hình 4.20. Góc chuyển vị cho hệ tọa độ quay Hình 4.21. Đặc tính điện áp một chiều. Hình 4.22. Đặc tính điện áp một chiều lúc ổn định Hình 4.23. Đặc tính dòng điện một chiều Hình 4.24. Đặc tính mô men động cơ So sánh với các kết quả mô phỏng thu được ở chương 1 ta thấy rằng: - Dòng điện lưới hình sin, sóng hài bậc cao không đáng kể, nhỏ hơn nhiều lần so với bộ chỉnh lưu ba pha dùng tiristor - Quá trình đảo chiều và thay đổi tốc độ động cơ nhanh, thời gian quá độ ngắn. 4.2. Xây dựng mô hình thực nghiệm 4.2.1. Cấu trúc thực nghiệm 380V/50Hz a b c  MBA LC BBÐ DC Uabc(dk) ia(qs)  idc(dk) Hình 4.25. Cấu trúc thực nghiệm tổng quát Để kiểm nghiệm thuật toán điều khiển ta thực nghiệm với mô hình kết nối với card ds1104 như sau: Hình 4.26. Mô hình thực nghiệm Sơ đồ mạch điện nguồn cấp cho sơ cấp máy biến áp xung Hình 4.27. Nguồn cấp cho sơ cấp MBA xung Hình 4.28. Nguyên lí của mạch nguồn cho một driver Hình 4.29. Nguyên lý driver phát xung cho van MOSFET Phần điều khiển bao gồm: - Card ds1104 trong máy tính PC - Card giao diện và hệ thống đo - Phần mềm controller desk 4.2.1.1. Giới thiệu về card điều khiển 1104 của hãng dSPACE Card ds1104 là một thiết bị điều khiển hiện đại được sử dụng trong nhiều lĩnh vực: điều khiển động cơ, điều khiển robot, các thực nghiệm về máy bay, ô tô…Card dc1104 cho phép rút ngắn quá trình thực nghiệm nhờ sự kết nối trực tiếp với phần mền mô phỏng Matlab – Simulink, ds1104 hỗ trợ hầu hết tất cả các khối và hàm định nghĩa bởi Matlab – Simulink trong các lĩnh vực kể trên. Card ds1104 cung cấp một thư viện real time trong Simulink, theo đó các cổng I/O của ds1104 được biểu diễn bằng các khối tương tự như các khối hỗ trợ Simulink. Để hiệu chỉnh tín hiệu xuất nhập ta chỉ cần hiệu chỉnh các thông số của các khối tương ứng. Do đó việc truy xuất tín hiệu trở nên đơn giản hơn rất nhiều so với các phương pháp truyền thống. Hình 4.30. Cấu trúc DS1104 Hình 4.31. Giao diện của card ds1104 với ngoại vi. 4.2.1.2. Phần mền Control Desk Phần mền Control Desk đi kèm với DS1104 là chiếc cầu nối giữa mô hình và phần cứng bên ngoài. Control Desk cung cấp các công cụ đi, thu thập dữ liệu và hiện tín hiệu từ mô hình Simulink cũng như các cổng I/O của ds1104. Theo đó tín hiệu ở các cổng I/O dễ dàng được quan sát trong quá trình làm thực nghiệm. 4.2.1.3.Card giao diện và hệ thống đo lƣờng Hệ thống đo lường: - Đo điện áp bằng máy biến áp tỷ số 220V/6V - Đo dòng điện bằng cảm biến dòng hiệu ứng Hall – LEM 100P - Đo điện áp Udc bằng phân áp. Hình 4.32. Giao diện điển hình dùng DS1104. Để có thể kết nối DS1104 với máy tính PC ta cần thực hiện một số thủ tục sau: - Khởi động Matlab và Simulink - Chuẩn bị các khối được sử dụng trong Simulink để xây dựng sơ đồ. - Khởi động chương trình ControlDesk. - Kết nối. - Build mô hình Simulink, trong quá trình build Matlab sẽ chuyển đổi mô hình Simulink sang dạng sdf (file mô tả hệ thống) và lưu trữ nó trong bộ vi xử lý của DS1104. - Sau khi Build xong, file sdf sẽ tự động được chuyển tới môi trường Control Desk, file này gồm thông tin về các biến được sử dụng trong mô hình Simulink. Thiết kế phần điều khiển: trên cơ sở mô phỏng offline bằng matlab/simulink/plecs ta sử dụng chính phần điều khiển đã được xây dựng, bỏ đi phần mạch lực và kết hợp với các khối giao diện của card ds1104 để điều khiển bộ chỉnh lưu PWM. Phần mềm matlab/simulink liên kết với phần mềm control desk để truyền các giá trị biến, tham số để điều khiển, còn phần mềm control desk nhận các biến, tham số để điều khiển trực tiếp cho card ds1104. Phần mềm matlab/simulink để thiết kế cấu trúc điều khiển. Trên phần mềm control desk người ta có thể thay đổi offline các tham số và hiển thị dữ liệu dưới dạng bảng và đồ thị. PWM RECTIFIER Hình 4.33. Mối liên hệ giữa các phần mềm điều khiển 4.2.2. Quá trình thực nghiệm tại phòng thí nghiệm Hình 4.34. Mô hình thực nghiệm chỉnh lƣu Hình 4.35. Ba pha mạch chỉnh lƣu Hình 4.36. Một pha của mạch chỉnh lƣu 4.2.3. Kết quả thực nghiệm Kết quả thực nghiệm với mạch vòng hở: - Điện áp đầu vào Uv = 25 ¸ 30V - Tần số trích mẫu là 2.5kHz - Tốc độ đặt là w = 100 (rad/s) tại thời điểm t = 1.5 (s) Hình 4.37. Giao diện theo dõi các tín hiệu và tham số Hình 4.38. Đặc tính tốc độ Hình 4.39. Góc chuyển vị cho hệ tọa độ quay Hình 4.40. Điện áp đầu vào Hình 4.41. Dạng xung cho 6 van Hình 4.42. Tín hiệu vào và tín hiệu mở van 4.3. Kết luận: Các kết quả mô phỏng bằng Matlab/Simulink/Plecs và kết quả thực nghiệm thực tế cho thấy rằng cấu trúc điều khiển có khả năng làm việc ở bốn góc phần tư đã đạt được các yêu cầu kỹ thuật sau: - Cos j = 1 dòng áp lưới trùng pha nhau - Dòng điện lưới hình sin, sóng điều hòa bậc cao không đáng kể. - Thay đổi tốc độ êm và đơn giản. - Động cơ đạt tới tốc độ đặt với thời gian quá độ nhỏ. Tiếng Việt TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] [2] [3]  Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn, Nguyễn Thị Hiền – Truyền động điện – Nhà xuất bản khoa học kỹ thuật – 2004 Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn – Cơ sở truyền động điện – Nhà xuất bản khoa học kỹ thuật - 2007 Nguyễn Phùng Quang - MATLAB và Simulink dành cho kỹ sư điều khiển tự động- Nhà Xuất bản Khoa học kỹ thuật – 2006 Tiếng Anh [4] [5] [6] [7]  Matti jussila, Mika salo, Lauri Kahkonen, and Heikki Tuusa, “A vector modulated Three-Phase Four-Quadrant Rectifier – Application to a Dc Motor Drive M. Salo, and H.Tuusa, “A vector controlled current-source PWM rectifier with a novel current damping-method,” IEEE Trans. Pow. Electron, vol. 15, pp. 464-470, May 2000. Dspace – dspace 1104 R&D controller Board Plexim GmbH – Plecs User Mannual