Đồ án Nghiên cứu mô phỏng sử dụng matlab, triển khai bộ thu mạng neuron trên kit FPGA

g điều chế số dịch pha PSK, pha của sóng mang hình sin tần số cao sẽ biến thiên theo mức logic 0 và 1 của chuỗi số. Với phương thức truyền từng bit nhị phân một, người ta thường chọn hai trạng thái ngược pha nhau (dịch pha 1800) của sóng sin tương ứng với 0 và 1, kiểu điều chế này được gọi là kiểu điều chế số 2-PSK hoặc BPSK (binary phase shift keying). Ngược lại, nếu phương thức truyền là từng tổ hợp hai bit một (được gọi là các ký hiệu hai bit), người ta phải dùng bốn trạng thái pha cách đều nhau 900 (dịch pha 900) tương ứng với bốn trường hợp của hai bit nhị phân, kiểu điều chế này được gọi là kiểu điều chế 4-PSK hoặc QPSK (quarternary phase shift keying). 1.2.1 Điều chế PSK Pha của sóng mang hình sin được thay đổi dịch chuyển lần lượt 1800 tùy theo mức luận lý 0 hoặc 1 của chuỗi số như được vẽ minh họa ở hình 1.3. n t t nghi p Trang 5 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph t t 1 10 0 01 0 11 0 01Binary NRZ polar Carrier BPSK Signal +v -v Hình 1.3: Dạng sóng tín hi u điều chế BPSK  Biểu thức của BPSK      . .coscosBPSK ov t Ad t t Ф  (1.1) Trong đó A là biên độ; wo là tần số và Ф là góc pha ban đầu của sóng mang; d(t) là luồng bit nhị phân cần truyền, với qui ước d(t) = +1 nếu bit nhị phân có mức luận lý 1 và d(t) = -1 nếu bit có mức luận lý 0. Thông thường để đơn giản hóa biểu thức thì chọn Ф=0. Mối quan hệ giữa biên độ A của sóng mang với công suất phát của sóng mang PS là: 2 SA P (1.2) Do đó, biểu thức (1.1) trở thành:      2 .cosBPSK S ov t P d t t (1.3) Nếu luồng bit nhị phân d(t) có tốc độ là fb, hay có chu kỳ bit là Tb=1/fb, như vậy năng lượng phát của sóng mang cho mỗi bit chuyển tải là b S bE PT (1.4)  Giản đồ vector của BPSK n t t nghi p Trang 6 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Để có thể biểu diễn tín hiệu vBPSK(t) thành giản đồ vector, trước tiên ta phải xét vector đơn vị trực chuẩn của hệ thống. Tín hiệu vBPSK(t) có thể được xem như gồm hai tín hiệu riêng biệt 1 0( ) 2 cosSs t P t (1.5) 0 0( ) 2 cosSs t P t  (1.6) Do đó ta có thể chọn các hàm trực chuẩn của hệ thống là 1 0 2 ( ) cos b u t t T  (1.7) 1 0 2 ( ) sin b u t t T  (1.8) Khi đó hai tín hiệu riêng biệt s1(t) và s0(t) được viết theo hàm cơ sở trực chuẩn 1 1( ) . ( )s bs t PT u t (1.9) 0 1( ) . ( )s bs t PT u t  (1.10) Hai trạng thái s1(t) và s0(t) có thể được biểu diễn thành hai vector pha đối nhau và có biên độ √ . 1( )u tS bP T S bP T 1( )s t0 ( )s t Hình 1.4: gi n đ vector pha củ h i thành phần của vBPSK(t) Lúc này khoảng cách giữa hai trạng thái này là: 1 0( ) ( ) 2 2S b bd s t s t PT E    (1.11) Với Eb là năng lượng bit của sóng mang. Khoảng cách d giữa hai trạng thái của sóng mang đặc trưng cho khả năng phân biệt giữa trạng thái này với trạng thái khác, do đó, ảnh hưởng đến sự quyết định mức logic của chuỗi số nhận được. Điều này đặc biệt quan trọng khi tín hiệu sóng mang đã điều chế vBPSK(t) được truyền trong môi trường bị tác động bởi suy hao và nhiễu, do đó, khoảng cách d ảnh hưởng đến khả năng thu sai nhằm tín tức. Từ công thức tính d thì khi năng lượng bit Eb càng lớn (nghĩa là công suất phát sóng mang càng lớn hoặc tốc độ phát bit càng thấp) thì khoảng cách d càng lớn, có nghĩa là xác suất thu sai càng nhỏ.  Phổ tần số của BPSK n t t nghi p Trang 7 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Từ biểu thức (1.11) thì tín hiệu vBPSK(t) có thể được xem là tích số của tín hiệu xung √ ( ) với sóng mang √ . Do đó khi gọi G(f) là hàm mật độ phổ công suất của √ ( )   2 b S b b sin fT G f P T fT          (1.12) Thì hàm mật độ phổ công suất của vBPSK(t) là:           2 2 2 o b o bS b BPSK o b o b sin f f T sin f f TP T G f f f T f f T                        (1.13) Trong đó Tb là chu kỳ bit. f 2 bf  G f 3 bf b f2 bf3 bfo o  BPSKG f ofo bf f  o bf f ofo bf fo bf f2 bf Hình 1.5: Ph tần s củ tín hi u vBPSK(t) Do phổ của vBPSK(t) trải rộng về hai phía đến vô tận chung quanh tần số sóng mang ±fo nhưng trong thực tế, hơn 90% công suất tín hiệu tập trung trong búp phổ chính (từ f0-fb đến f0+fb) do đó có thể xem dải tần phổ của BPSK là B = 2 fb.  Mạch điều chế và giải điều chế BPSK Mạch điều chế BPSK dựa trên nguyên tắc mạch nhân giữa một sóng mang Acosωot với chuỗi số d(t) đặc trưng cho tín hiệu nhị phân (d(t) = ±1). n t t nghi p Trang 8 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph ×  BFSKv t cos oA t Dao động sóng mang Chuỗi số d(t) Hình 1.6: Mạch điều chế BPSK Mạch giải điều chế BPSK dựa trên nguyên tắc mạch nhân giữa tín hiệu vBPSK(t) với sóng mang được tái tạo cos ωot, có tần số và pha đồng bộ với sóng mang gốc. × Lọc thông thấp LPF VBPSK(t) d'(t) Bộ tái tạo sóng mang 2cosw to v (t)2cosw toBPSK Hình 1.7: Mạch gi i điều chế BPSK Để có thể tái tạo sóng mang tần số ω0 tại nơi thu, một phương pháp thông dụng là bình phương tín hiệu. Tín hiệu vBPSK(t) sẽ được bình phương do đó sẽ không còn bị đảo pha theo d(t) và tần số cơ bản trở thành 2f0. Sau khi qua bộ lọc tần số 2f0 để triệt các hài tần khác, tín hiệu này được đưa qua một bộ chia đôi tần số và bộ lọc tần số f0, nhờ vậy mà sóng mang cosω0 được tái tạo từ tín hiệu vBPSK(t) thu được. Mạch bình phương tín hiệu (Chỉnh lưu hai bán kỳ) Lọc thông dải BPF Chia 2 Lọc thông dải BPF 0f02 f( )BPSK t 0cos t Hình 1.8: Cấu trúc mạch t i tạo sóng m ng Nhược điểm của mạch tái tạo sóng mang ở trên là sóng mang tái tạo được có thể lệch pha 00 hoặc 1800 đối với sóng mang gốc tùy theo trạng thái ban đầu của bộ chia đôi tần số. Để khắc phục nhược điểm này thì một kỹ thuật tái tạo sóng mang khác được đưa ra có tên gọi là vòng Costas. Trong vòng Costas, mạch VCO có tần số trung tâm f0 sẽ chịu tác động hiệu chỉnh của điện áp Vm=-A 2 /4sin2θ để đạt đến trạng thái góc lệnh pha θ giữa sóng mang tái tạo với sóng mang gốc bằng 0. Tuy nhiên, mạch vòng Costas n t t nghi p Trang 9 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph cũng có thể tạo độ lệch θ=1800 (tức 2θ=3600) nhưng vẫn giữ cho vòng ở trạng thái cân bằng. Do đó, sóng mang tái tạo cũng có thể ngược pha với sóng mang gốc. Lọc thông thấp (LPF) VCO Lọc vòng (Loop Filter) Lọc thông thấp (LPF) / 4  2 ( )PSKv t 2 0( ) cos( )PSKv t t   2 0( ) sin( )PSKv t t   0cos( )t  0sin( )t  2 / 4sin(2 )MV A   / ( ) cos( )A d t    / 2 ( ) sin( )A d t    Hình 1.9: Mạch t i tạo sóng m ng bằng vòng Cost s 1.2.2 Điều chế QPSK Điều chế số QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), còn gọi là điều chế 4-PSK, là quá trình điều chế pha của sóng mang hình sin với bốn giá trị khác nhau và vuông góc với nhau, tùy thuộc vào chuỗi bit số liệu điều chế.  Biểu thức của QPSK Trong điều chế số QPSK, luồng số liệu d(t) sẽ được truyền đi lần lượt từng bộ gồm 2 bit liên tiếp, mỗi bộ được gọi là một ký hiệu (symbol) vì nó tương ứng với một trạng thái pha của sóng mang. Do từng ký hiệu có hai bit nhị phân nên sẽ có bốn trạng thái pha khác nhau của sóng mang, được gọi lần lượt là s1(t), s2(t), s3(t) và s4(t). Gọi be(t) và bo(t) lần lượt là bit ch n và bit lẻ trong mỗi ký hiệu hai bit thì biểu thức của tín hiệu QPSK có thể được viết dưới dạng  ( ) 2 cos ( )QPSK ov t A t t   (1.14) trong đó góc pha φ(t) của sóng mang có giá trị được định nghĩa như trong bảng sau Bảng1.1: Gi trị góc ph φ(t) củ sóng m ng tương ứng với mỗi ký hi u 2 bit bo(t) be(t) φ(t) 1 1 π/4 n t t nghi p Trang 10 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph 1 0 3π/4 0 0 5π/4 hoặc -3π/4 0 1 7π/4 hoặc - π/4 Dạng sóng của tín hiệu QPSK sẽ có dạng như sau 10 1 10 1 0 0 Binary -V +V NRZ Polar Carrier ín hiệu QPSK t t t Hình 1.10: Dạng sóng tín hi u điều chế QPSK  Giản đồ vector của QPSK Dựa vào bảng trạng thái pha của tín hiệu QPSK, nếu hai trục tọa độ được xem lần lượt là trục I (có góc pha cosω0t, trùng với pha sóng mang chuẩn) và trục Q (có góc pha sin (ω0t+π), vuông pha với sóng mang chuẩn), thì biểu thức của tín hiệu QPSK có thể được viết lại dưới dạng  0 0( ) ( )cos ( )sinQPSK e ov t Ab t t Ab t t     (1.15) trong đó be(t) và bo(t) là bit ch n và bit lẻ của chuỗi số. Gọi PS là công suất phát của sóng mang thì PS liên quan đến biên độ sóng là PS=A 2 (do từng nhóm 2 bit được phát), do đó  0 0( ) ( )cos ( )sinQPSK S e S ov t P b t t P b t t     (1.16) n t t nghi p Trang 11 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Thông qua biểu thức thì hai sóng mang trực chuẩn là như sau 1 0 0 2 1 ( ) cos cos S b u t t t T T    (1.17)    2 0 0 2 1 ( ) sin sin S S u t t t T T        (1.18) trong đó TS=2Tb là chu kỳ mỗi ký hiệu (symbol) gồm hai chu kỳ bit. Từng trường hợp ký hiệu của tín hiệu QPSK sẽ được biểu diễn thông qua cơ sở trực chuẩn như sau 1 11 1 2( ) ( ) ( ) ( )S b S bs t s t PT u t PT u t   (1.19) 2 10 1 2( ) ( ) ( ) ( )S b S bs t s t PT u t PT u t   (1.20) 3 00 1 2( ) ( ) ( ) ( )S b S bs t s t PT u t PT u t    (1.21) 4 01 1 2( ) ( ) ( ) ( )S b S bs t s t PT u t PT u t    (1.22) Các điểm trạng thái pha của s1(t), s2(t), s3(t) và s4(t) được vẽ như sau Q 0sin( )t  3 / 4 / 4 / 43 / 4 1( )s t2 ( )s t 3( )s t4 ( )s t A A A A2 ( )u t 1( )u t 0cos t I Hình 1.11: Gi n đ vector của QPSK n t t nghi p Trang 12 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Khoảng cách gần nhất giữa hai điểm trạng thái pha bất kỳ có thể suy ra như sau 1 2 2 3 3 4 4 1( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )d s t s t s t s t s t s t s t s t        2 2S b SPT E  (1.23) trong đó ES là năng lượng của mỗi ký hiệu 2 bit 2 2S S S S b bE PT P T E   (1.24) Khi so sánh khoảng các giữa hai điểm trạng thái pha gần nhất của tín hiệu BPSK và QPSK thì có thể đưa ra kết luận. Nếu công suất tín hiệu sóng mang và tốc độ bit là bằng nhau, thì BPSK và QPSK có khoảng cách mã bằng nhau, do đó, xác suất thu sai bằng nhau. Ngược lại, với cùng công suất phát, nhưng tốc độ bit QPSK gấp đôi tốc độ bit BPSK (nghĩa là tốc độ phát ký hiệu 2 bit của QPSK bằng với tốc độ bit của BPSK), thì khoảng cách mã của QPSK sẽ nhỏ hơn √ lần so với khoảng cách mã của BPSK, do đó, xác suất thu sai sẽ tăng lên.  Phổ của tín hiệu QPSK Vì tín hiệu QPSK có thể xem là tổ hợp tuyến tính của hai tín hiệu điều chế BPSK, nên phổ mật độ công suất của vQPSK(t) là tổ hợp của phổ mật độ công suất của hai tín hiệu thành phần BPSK         2 2 0 0 0 0 sin sin ( ) 2 2 S SS b QPSK S S f f T f f TP T G f f f T f f T                                 2 2 0 0 0 0 sin sin 2 S SS S S S f f T f f TP T f f T f f T                        (1.25) Trong đó hệ số 2 ban đầu tương trưng cho tổng của hai phổ thành phần và Tb=TS/2. Từ biểu thức này có thể thấy rằng phổ của QPSK có dạng tương tự phổ của BPSK nhưng do fS = fb/2 nên dải phổ tần của QPSK hẹp hơn gấp hai lần dải phổ tần của BPSK tương ứng với cùng một tốc độ bit truyền.  Mạch giải điều chế và giải điều chế QPSK Mạch điều chế QPSK được trình bày như hình bên dưới. Chuỗi số liệu đầu vào d(t) có 2 mức luận lý d(t) = được đặt vào bộ chuyển đổi nối tiếp sang song song (S/P) để tạo thành hai luồng bit ch n be(t) và bit lẻ bo(t). Một dao động sóng mang được đặt vào khối dịch pha 900 tạo thành hai sóng mang Acosω0t và Asin(ω0t+π). Bộ nhân và bộ cộng cho phép tạo tín hiệu vQPSK(t) . Bộ lọc thông thấp ở ngõ ra có chức năng loại n t t nghi p Trang 13 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Điều chế cân bằng (nhân) Dao động sóng mang Cộng Dịch pha bf ( )eb t 090 ( )QPSKv t Sf 0 0 ( )sin( ) sin( ) oAb t t A t         ách luồng chuyển đ i nối tiếp/ song song (S/P) Chuỗi số d(t) (tốc độ bit ) Điều chế cân bằng (nhân) Lọc thông thấp (tốc độ ký hiệu ) ( )ob tSf (tốc độ ký hiệu ) 0 0 ( ) cos cos eAb t t A t     0sin( )A t  Hình 1.12: Sơ đ kh i mạch điều chế QPSK bỏ các hài cao tần của sóng mang. Trong sơ đồ khối của mạch giải điều chế QPSK, tín hiệu ngõ vào vQPSK (t) được lọc thông thấp để hạn chế dải tần và triệt bỏ các hài tần bậc cao, sau đó được đặt vào mạch chia đôi công suất để tạo hai tín hiệu có biên độ cân bằng để đưa đến hai mạch tách sóng vuông pha. Khối tái tạo sóng mang, gồm phần tăng bậc lũy thừa bậc 4 của tín hiệu nhận được, sau đó lọc thông thấp và chia 4 lần tần số. 4( )X 0 2co ( )  QPSKv t Lọc thông thấp Chia độ công suất Nhân Lọc thông thấp Lấy mẫu lượng tử Lũy thừa 4 Lọc thông thấp Chia đôi công suất 04 )f 0( / 4f Nhân Lọc thông thấp Lấy mẫu lượng tử Đồng bộ clock Ghép luồng chuyển đ i song song/ nối tiếp (P/S) '( )d t ái tạo sóng mang 02sin( )t  ( )eb t ( )ob t Hình 1.13: Sơ đ kh i mạch gi i điều chế QPSK n t t nghi p Trang 14 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph 1.3 nh tru ền Nghiên cứu sự tác động của các loại nhiễu trong kênh truyền lên tín hiệu có ý nghĩa quan trọng trong việc phân tích hiệu suất của các loại điều chế và các bộ thu. Trong phần này sẽ phân tích các loại nhiễu thông dụng trong hệ thống thống tin số di động. 1.3.1 nh nhiễu trắng Gauss cộng (Additive White Gaussian Noise Channel- AWGN channel) Kênh AWGN là một mô hình phổ biến trong các hệ thống thông tin. Trong mô hình này, kênh không làm việc gì ngoài cộng thêm một nhiễu Gauss trắng vào tín hiệu đi qua nó. Điều này nhấn mạnh rằng đáp ứng tần số biên độ của kênh là phẳng (dù với băng thông giới hạn hay không giới hạn) và đáp ứng tần số pha của kênh là tuyến tính cho mọi tần số sao cho các tín hiệu đã điều chế khi đi qua nó mà không mất biên độ và méo pha hay các thành phần tần số. Tín hiệu ở đầu thu trong kênh truyền nhiễu trắng Gauss cộng : r(t) = s(t) + n(t) (1.26) Với n(t) là nhiễu AWGN. Tính “trắng” của n(t) nhấn mạnh rằng có một quá trình ngẫu nhiên tĩnh với mật độ phổ công suất phẳng (PSD) cho tất cả các tần số. Có một quy ước giả thiết rằng PSD của nó bằng 0( ) / 2N f N f   (1.27) Điều này nhấn mạnh rằng một quá trình trắng có công suất hữu hạn. Điều này dĩ nhiên mang tính lí tưởng về mặt toán học. Ứng với định lí Wiener-Khinchine, hàm tự tương quan của nhiễu AWGN là 2( ) { ( ) ( )} ( ) j fR E n t n t N f e df         20 0 ( ) 2 2 j fN Ne df        (1.28) Trong đó ( )  là hàm delta Dirac. Điều này chỉ ra các mẫu nhiễu là không tự tương quan cho dù hiệu thời gian nhỏ tới đâu chăng nữa. Các mẫu cũng độc lập do quá trình là quá trình Gauss. Tại mỗi điểm thời gian, biên độ của n(t) tuân theo hàm mật độ xác suất Gauss cho bởi: n t t nghi p Trang 15 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph 2 22 1 ( ) exp{ } 22 p     (1.29) Trong đó  được dùng để biểu diễn các giá trị của quá trình ngẫu nhiên n(t) và 2 là độ lệch của quá trình ngẫu nhiên. Có một điểm thú vị cần lưu ý là 2  , với quá trình AWGN do 2 là công suất của nhiễu, là bất định do tính “trắng” của nó. Tuy nhiên, khi r(t) được lấy tương quan với hàm trực giao (t) , thì nhiễu trong đầu ra có độ lệch hữu hạn. Trên thực tế: ( ) ( )r r t t dt s n      (1.30) Trong đó ( ) ( )s n t t dt     (1.31) Và ( ) ( )n s t t dt     (1.32) Độ lệch của n bằng: 2 2{ } ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) { ( ) ( )} ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 2 o E n E n t t dt E n t t n dtd E n t t n dtd N t t dtd                                                               2 ( ) 2 2 o oN Nt dt     (1.33) Khi đó hàm mật độ xác suất (PDF) của n có thể viết như sau: 2 00 1 ( ) exp{ } n p n NN   (1.34) Nói một cách khác, kênh AWGN không hề tồn tại do không hề có kênh truyền nào có thể có băng thông là vô định. Tuy nhiên, khi băng thông tín hiệu là nhỏ hơn so với băng thông kênh, một số kênh thực tế có thể xấp xỉ với kênh AWGN. Chẳng hạn, các kênh vô tuyến thẳng tuyến LOS (line of sight), bao gồm các kết nối sóng cực ngắn mặt n t t nghi p Trang 16 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph đất cố định và các kết nối vệ tinh cố định, xấp xỉ với các kênh AWGN khi thời tiết tốt. Các cáp đồng trục băng rộng cũng xấp xỉ kênh AWGN do đó không tồn tại nhiễu nào khác ngoài nhiễu Gauss. 1.3.2 nh iới hạn băn thôn Khi băng thông kênh nhỏ hơn băng thông tín hiệu, kênh gọi là có băng thông hạn chế. Sự giới hạn băng thông phục vụ gây nên nhiễu liên kí hiệu ISI (chẳng hạn, các xung số sẽ mở rộng thời gian truyền (chu kỳ kí hiệu ST )) và gây nhiễu lên kí hiệu tiếp theo, hay thậm chí là cả kí hiệu tiếp theo nữa. ISI gây tăng xác suất lỗi bit ( bP ) hay tỉ lệ lỗi bit BER, như nó vẫn được gọi. Khi việc tăng băng thông kênh truyền là điều không thể hoặc không hiệu quả kinh tế, các kĩ thuật cân bằng kênh được sử dụng để chống lại ISI. 1.3.3 nh ph inh Fading đa đường là do sự phản xạ đa đường của sóng được phát bởi các vật tán xạ cục bộ như tòa nhà, các cấu trúc nhân tạo hoặc các đối tượng tự nhiên chẳng hạn như cây cối bao quanh thiết bị di động. Khi đó hàm mật độ xác suất của tín hiệu thu được sẽ tuân theo phân bố Rayleigh hoặc Ricean. Hình 1.14 cho thấy một kênh fading đa đường điển hình thường gặp trong hệ thống thông tin vô tuyến, trong đó có L đường. Giả sử tín hiệu được phát có dạng như sau 2 ( ) Re[ ( ) ]C j f t x t s t e  (1.35) Trong đó s(t) là dạng bằng tần gốc tương đương của x(t) và fc là tần số sóng mang. Hơn nữa, Re[*] ký hiệu phần thực của *. Qua kênh truyền fading đa đường, tín hiệu thu được viết như sau 1 ( ) ( ) ( ( )) L l l l y t t x t t     2 ( ) 2 1 Re ( ) ( ( ))C l C L j f t j f t l l l t e s t t e              (1.36) Trong đó αl(t) và τl(t) là tổn hao kênh có giá trị phức và thời gian trễ có giá trị thực đối với đường truyền thứ l, cả hai tham số này có thể được mô hình hóa như các quá trình ngẫu nhiên. n t t nghi p Trang 17 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Transmitter Reciever 1Path Path L Path l  l tl     : : l l t Path loss t Time delay   Hình 1.14: Ví dụ về một kênh truyền f ding đ đường Khi đó, dạng băng tần gốc tương đương của y(t) được viết như sau 2 1 ( ) ( ) ( ( ))C l L j f l l l r t t e s t t       ( ; ) ( )h t s t d       (1.37) Trong đó h(τ;t) là đáp ứng xung băng tần gốc tương đương của kênh truyền fading ở thời điểm t, đáp ứng được viết như sau 2 ( ) 1 ( ; ) ( ) ( ( ))C l L j f t l l l h t t e t t         (1.38) Giả sử rằng tín hiệu được phát là sóng liên tục với tần số là fc. Trong trường hợp này, nếu cho s(t) = 1 (trong 1.37), tín hiệu thu được viết như sau 2 ( ) 1 ( ) ( ) C l L j f t l l r t t e      1 ( ) L l l t   (1.39) 2 ( ) ( ) ( ) C l j f t l lt t e     (1.40) Trong đó βl(t) là quá trình ngẫu nhiên giá trị phức Biểu thức (1.39) cho chúng ta thấy rằng tín hiệu được thu là tổng của các quá trình ngẫu nhiên, vì thế khi có nhiều đường truyền thì định lý giới hạn trung tâm có thể áp dụng. Điều đó có nghĩa là r(t) có thể được mô hình hóa như quá trình ngẫu nhiên Gaussian giá trị phức với trị trung bình và variance của nó được cho như sau   2 * 1 ( ) , ( ) ( ) 2 r rav E r t E r t r t      (1.41) n t t nghi p Trang 18 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Vì thế, hàm mật độ xác suất của r = r(t) là như sau * 2 ( ) ( ) 2 2 1 ( ) 2 r r r r av r av r p r e       (1.42) Hơn nữa, khi định nghĩa đường bao và pha của r(t) như sau ( ) ( ) , ( ) arg ( )t r t t r t   (1.43) Thì hàm mật độ xác suất kết hợp của ξ = ξ(t) và θ = θ(t) được viết như sau    2221 cos sin2 2 ( , ) 2 I Q r a a r p e                2 2 2 2 ( cos sin ) 2 2 22 I Q r r a aA r e e          (1.44) Trong đó    Re , ImI r Q ra av a av  (1.45) rA av (1.46) Khi tính trung bình (1.44) theo θ thì hàm mật độ xác suất của ξ là như sau 2 0 ( ) ( , )p p d         2 2 22 02 2 , 0r A r r A I e               (1.47) Trong đó Io(x) là hàm Bessel đã sửa đổi bậc không của loại đầu tiên, hàm này được định nghĩa như sau 2 cos 0 0 1 ( ) 2 xI x e d       (1.48) Hàm mật độ xác suất của đường bao được cho bởi công thức (1.35) được gọi là phân bố Ricean. Đặc biệt, trong (1.47) có 2 22 r A K   (1.49) được gọi là thừa số Ricean. Khi r(t) có thể được mô hình hóa như một quá trình ngẫu nhiên Gaussian giá trị phức có trị trung bình bằng không, có nghĩa là A=0 trong công thức (1.47), thì hàm mật độ xác suất của ξ được viết như sau n t t nghi p Trang 19 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph   2 22 2 ( ) , 0r r p e        (1.50) Trong trường hợp này, hàm mật độ xác suất của pha là hàm phân bố chuẩn như sau   1 ( ) , 0 2 2 p      (1.51) Hàm mật độ xác suất của đường bao được cho bời công thức (1.50) được gọi là phân bố Rayleigh. Chú ý rằng p(ξ) và p(θ) là độc lập thống kê với nhau. Hình 1.15 cho thấy các phân bố Ricean và Rayleigh. Hình 1.15: C c phân b R yleigh và Rice n Khi hình bao của đáp ứng xung của kênh truyền có phân bố Rayleigh thì kênh truyền được gọi là kênh truyền fading Rayleigh và tương tự ta cũng có kênh truyền fading Ricean. Hàm truyền dạng băng tần gốc tương đương của kênh truyền tại thời điểm t là biến đổi fourier của đáp ứng xung của kênh truyền h(τ;t) 2( ; ) ( ; ) j fH f t h t e d        (1.52) trong đó f ký hiệu cho tần số. Khi h(τ;t) là một quá trình ngẫu nhiên dừng Gaussian theo nghĩa rộng thì hàm H(f;t) có hàm tự tương quan có thể được định nghĩa như sau   1 ( ; ) *( ; ) ( ; ) 2 H f t E H f t H f f t t      (1.53) n t t nghi p Trang 20 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Khi đó, khi cho Δt = 0 thì biểu thức (1.53) sẽ trở thành hàm tự tương quan của kênh truyền theo tần số H(Δf) = H(Δf;0). Tương tự khi cho Δf = 0 thì sẽ có được hàm tự tương quan của kênh truyền theo thời thời gian H(Δt) = H(0;Δt). Kênh truyền đa đường có băng thông mà trong đó sự biến thiên của kênh truyền có tính tương quan cao, H(Δf)/ H(0) gần bằng 1. Băng thông được gọi là băng thông kết hợp. Khi một tín hiệu được phát qua một kênh truyền, nếu băng thông kết hợp của kênh truyền là nhỏ so với băng thông của tín hiệu, thì kênh truyền đó được gọi là có tính chọn lọc tần số. Trong trường hợp này thì tín hiệu sẽ bị méo dạng đáng kể bởi kênh truyền. Nếu băng thông kết hợp của kênh truyền lớn hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu được phát thì kênh truyền được gọi là không có tính chọn lọc tần số hay là phẳng. Kênh đa đường có khoảng thời gian mà trong đó sự biến thiên của kênh truyền có tính tương quan cao, nghĩa là H(Δt)/ H(0) gần bằng 1. Khoảng thời gian đó được là thời gian kết hợp. Khi một tín hiệu được phát qua một kênh truyền, mà thời gian kết hợp của kênh truyền là nhỏ hơn chu kỳ symbol của tín hiệu được phát thì kênh truyền được gọi là có tính chọn lọc thời gian hay là nhanh. Nếu thời gian kết hợp mà lớn hơn nhiều so với chu kỳ symbol của tín hiệu được phát thì kênh truyền được gọi là không có tính chọn lọc thời gian hay là chậm. 1.4 Các loại tru nh p Mục tiêu chính của truyền thông dữ liệu là khả năng chia sẻ nguồn tài nguyên trên kênh thông tin chung cho nhiều người dùng tại cùng một thời điểm. Tài nguyên dùng chung ở đây có thể là các tuyến truyền dẫn tốc độ cao bằng sợi quang ở khoảng cách xa, phổ tần sử dụng như đối với hệ thống điện thoại tế bào, hay thông tin trên một đường cáp xoắn ở trong công sở. Để nhiều người dùng có thể chia sẻ tài nguyên chung một cách hiệu quả và có quản lý, cần phải có một số dạng giao thức truy nhập để định nghĩa việc thực hiện chia sẻ như thế nào và biện pháp để các thông điệp từ các người sử dụng riêng biệt có thể được nhận dạng ở phía thu. Quá trình chia sẻ này được gọi là ghép kênh trong các hệ thống truyền thông bằng cáp và đa truy nhập trong truyền thông vô tuyến số. Có ba hình thức đa truy nhập cơ bản là đa truy nhập phân chia theo tần số FDMA, đa truy nhập theo thời gian TDMA, đa truy nhập theo mã CDMA. n t t nghi p Trang 21 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph 1.4.1 Đ tru nh p phân chi theo tần số FDMA Trong hệ thống thông tin sử dụng kỹ thuật FDMA toàn bộ dải thông của băng tần được chia thành 2N dải con, mỗi dải con gọi là một kênh vô tuyến. Như vậy sẽ có N kênh kế tiếp dành cho liên lạc hướng lên, sau một dải tần phân cách là N kênh kế tiếp dành cho liên lạc hướng xuống. Mỗi thuê bao sẽ được cấp phát một cặp kênh trong suốt quá trình liên lạc.Với kiểu truy nhập này các kênh sẽ phát đi liên tục đồng thời một số sóng mang. Do vậy nhất thiết phải cung cấp các khoảng bảo vệ giữa mỗi dải mà một sóng mang chiếm, để tính đến sự không hoàn hảo của các bộ tạo dao động và các bộ lọc. Kỹ thuật FDMA có khả năng sử dụng được với cả hệ thống truyền dẫn số và truyền dẫn tương tự. hời gian ần số Hình 1.16: ã truy cập phân chi theo tần s Ưu điểm :  Đơn giản  Không cần đồng bộ giữa bên thu và bên phát. Nhược điểm:  Thiếu linh hoạt trong trường hợp tái cấu hình.  Tổn thất dung lượng khi số các truy nhập tăng lên.  Cần phải điều khiển công suất phát của các trạm. 1.4.2 Đ tru nh p phân chi theo thời gian TDMA Trong hệ thống TDMA mỗi kênh vô tuyến được chia thành các khe thời gian. Năng lượng của tín hiệu được hạn chế ở một trong các khe thời gian. Nhiễu của các kênh kề nhau được giới hạn bởi việc sử dụng khoảng thời gian giữa các kênh. Từng cuộc đàm thoại được biến đổi thành tín hiệu số, sau đó được gán cho một trong các khe thời gian này. Số lượng các khe thời gian trong một kênh vô tuyến có thể thay đổi tuỳ thuộc vào cách thiết kế hệ thống. Có ít nhất là hai khe thời gian cho một kênh, và thường thì n t t nghi p Trang 22 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph hời gian ần số Hình 1.17: truy cập phân chi theo thời gian nhiều hơn. Điều đó có nghĩa là TDMA có khả năng phục vụ số lượng khách hàng nhiều hơn vài lần so với kỹ thuật FDMA với cùng một dải thông như vậy. Ưu điểm:  Không có các sản phẩm xuyên điều chế do tại một thời điểm chỉ khuyếch đại một sóng mang duy nhất.  Hiệu suất truyền cao dù số lượng truy nhập là rất lớn.  Không cần phải khống chế công suất phát của các trạm.  Đơn giản hoá việc điều hưởng do phát và thu trên cùng một tần số.  Việc xử lý tín hiệu số dẫn đến sự đơn giản hoá trong vận hành. Nhược điểm:  Cần phải đồng bộ hoá.  Cần phải mở rộng kích thước của trạm để phát với hiệu suất cao.  Giá thành đắt do trang thiết bị phức tạp. 1.4.3 Đ tru nh p phân chi theo mã CDM Đa truy nhập phân chia theo mã CDMA hoạt động theo nguyên lý trải phổ. Nó không tìm cách phân bố các tiềm năng tần số và thời gian rời rạc cho mỗi thuê bao. Ngược lại, giải pháp này cung cấp tất cả các tiềm năng đồng thời cho mọi thuê bao, khống chế mức công suất phát từ mỗi thuê bao ở mức tối thiểu đủ để duy trì một tỷ số tín hiệu/tạp âm theo mức chất lượng yêu cầu. Mỗi thuê bao sử dụng một tín hiệu băng rộng như tạp âm chiếm toàn bộ dải tần phân bố. Theo cách như vậy mỗi thuê bao tham gia vào tạp âm nền tác động tới tất cả các thuê bao khác, nhưng ở phạm vi ít nhất có thể. Can nhiễu bổ sung này làm hạn chế dung lượng, nhưng vì phân bố tiềm năng thời n t t nghi p Trang 23 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph gian và dải thông không bị hạn chế cho nên dung lượng cũng lớn hơn đáng kể so với các hệ thống TDMA và FDMA hời gian ầ n s ố M ã Hình 1.18: truy cập phân chi theo mã Trong hệ thống thông tin CDMA nhiều thuê bao có thể chiếm cùng kênh vô tuyến đồng thời tiến hành các cuộc gọi (phát liên tục). Những thuê bao này được phân biệt do mỗi thuê bao dùng một dãy mã giả ngẫu nhiên riêng không trùng với bất kỳ một thuê bao nào khác. Ưu điểm:  Dung lượng cao hơn đáng để,  Khả năng chống nhiễu tốt,  Bảo mật cao,  Giảm fađinh đường truyền,  Bảo đảm truyền dẫn chất lượng cao  Cho phép chuyển vùng mềm giữa các trạm gốc. Nhược điểm:  Phức tạp  Khó đồng bộ 1.5 Hệ thống DS-CDMA Hệ thống thông tin hỗ trợ đa người dùng sử dụng kỹ thuật đa truy cập CDMA được gọi là hệ thống CDMA. Kỹ thuật đa truy cập CDMA gắn liền với các kỹ thuật trải phổ cho nên dẫn đến có vài hệ thống CDMA. Trong phần này sẽ tập trung vào việc trình n t t nghi p Trang 24 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph bày hệ thống DS-CDMA. Trong hệ thống DS-CDMA thì kỹ thuật trải phổ chuỗi trực tiếp được sử dụng. 1.5.1 K thu t trải ph chuỗi trực tiếp Một tín hiệu trải phổ chuỗi trực tiếp là một tín hiệu mà biên độ của tín hiệu đã được điều chế trước đó được điều chế lại một lần nữa bằng một chuỗi nhị phân NRZ có tốc độ rất cao. Giả sử tín hiệu gốc là:    S ov t 2P d t cosω t (1.54) thì tín hiệu trải phổ DS là:          2 cosS os t g t v t P g t d t t  (1.55) với g(t) là chuỗi nhị phân giả ngẫu nhiên PN có các giá trị 1 và 0. Tốc độ bit của g(t) là fc >> fb (tốc độ bit của chuỗi dữ liệu). Hay có thể nói rằng g(t) phân chia các bit của d(t) thành các chip nên tốc độ g(t) gọi là tốc độ chip (chip rate) còn tốc độ d(t) gọi là tốc độ bit (bit rate). Băng thông của tín hiệu v(t) là 2fb và băng thông tín hiệu trải phổ là 2fc nên phổ của tín hiệu được trải ra theo tỷ số fc/fb. Vì công suất phát của hai tín hiệu v(t) và s(t) bằng nhau nên mật độ phổ công suất Gs(f) sẽ giảm theo một tỷ số là fb/fc. d (t ) g (t ) d (t )g (t ) 2 -2 2 -2 -2 2 Hình 1.19: Dạng sóng củ d(t), g(t) và d(t)g(t) Quá trình trải phổ, thu và phát n t t nghi p Trang 25 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph × 2 cosS oP td(t) ×  g t×Channel× 2 cos ot× g t Output  r t  n t  Bộ phát Bộ tích phân Hình 1.20: Sơ đ thu-ph t tr i ph của DS 1.5.2 Đồng bộ mã Đồng bộ tín hiệu trải phổ ở đầu thu cần yêu cầu ba loại đồng bộ:  Đồng bộ sóng mang và pha (khôi phục sóng mang).  Đồng bộ bit (khôi phục định thời bit).  Đồng bộ chuỗi giả ngẫu nhiên. Quá trình đồng bộ được tiến hành qua hai giai đoạn:  Đồng bộ thô (coarse synchronization).  Tinh chỉnh đồng bộ (fine synchronization).  Đồng bộ thô Đồng bộ thô là quá trình tìm kiếm tất cả các pha của tín hiệu đến khi pha của chuỗi tín hiệu nhận được có cùng pha với chuỗi giả ngẫu nhiên tạo ra ở máy thu. Kỹ thuật đồng bộ thô thường sử dụng là tìm nối tiếp từng bước (stepped serial search). Kỹ thuật này có thể thực hiện như sau: SS × BPF o b f f Env. Det. and Int. Áp ngưỡng PN Generator VCO 1 2 Hình 1.21: Mạch đ ng bộ th DS n t t nghi p Trang 26 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Tín hiệu thu có dạng:      cosS or t P g t    (1.56) Đầu tiên, công tắc S ở vị trí 1 có điện áp cố định cho phép cổng AND. Bộ dao động hoạt động ở tần số fc cho ra các xung clock điều khiển bộ tạo chuỗi giả ngẫu nhiên. Giả sử rằng bộ tạo chuỗi giả ngẫu nhiên ở máy thu và ở máy phát không đồng bộ nên tín hiệu vào BPF có phổ trải rộng. Tín hiệu này sẽ có mật độ phổ công suất nhỏ. Do đó mức công suất ở ngõ ra của BPF và của mạch tách sóng hình bao là mức thấp . Sau đó tín hiệu ngõ ra bộ tách sóng hình bao cho qua mạch tích phân. Nếu tín hiệu chưa đồng bộ thì ngõ ra của mạch tích phân sẽ không đủ lớn hơn điện áp ngưỡng của mạch so sánh. Khi công tắc S sẽ chuyển sang vị trí 2 thì cổng AND không hoạt động và dừng bộ tạo chuỗi giả ngẫu nhiên. Sau đó công tắc S chuyển sang vị trí 1 quá trình được lặp lại. Đồng bộ thô được xác lập khi tích g(t)g(t - iTc) = g 2(t) = 1, lúc này ngõ ra của mạch tách sóng hình bao và của mạch tích phân có mức cao nên ngõ ra của bộ so sánh cũng ở mức cao. Công tắc S chuyển sang vị trí 1 hay 2 không làm dừng hoạt động của bộ tạo chuỗi giả ngẫu nhiên.  Đồng bộ tinh Tín hiệu sau khi được đồng bộ thô sẽ đưa vào mạch tinh chỉnh đồng bộ, sử dụng DLL (Delay Locked Loop) như sau: × BPF Env. Det. PN Generator VCO × LPF BPF Env. Det. S(t)  AV AFV DV DFV y(t) + _ )2/( cTtg  )2/( cTtg  Hình 1.22: Mạch tinh chỉnh đ ng bộ DS Tín hiệu ngõ vào DLL liên quan đến tốc độ chuỗi giả ngẫu nhiên g(t) và chuỗi dữ liệu d(t). Bộ tạo chuỗi giả ngẫu nhiên ở máy thu sẽ tạo ra chuỗi giống như chuỗi thu n t t nghi p Trang 27 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph được nhưng sẽ lệch một khoảng thời gian, tức là g(t + τ) và sau đó sẽ tạo ra hai chuỗi sớm và trễ một lượng Tc/2: g(t + τ - Tc/2) và g(t + τ + Tc/2).        / 2 cosD c oV g t g t T d t t      (1.57)        / 2 cosA c oV g t g t T d t t      (1.58) Các tín hiệu này cho qua các bộ BPF giống nhau có BW = 2fb và tần số trung tâm f0. Băng thông của BPF nhỏ hơn nhiều so với băng thông của chuỗi giả ngẫu nhiên nên chỉ cho giá trị trung bình của g(t) g(t + τ ± Tc/2) đi qua. Do đó ngõ ra của mạch lọc là:    cosDF oV d t t   (1.59)    cosAF oV d t t   (1.60) Giá trị trung bình của tích g(t)g(t + τ ± Tc/2) là hàm tự tương quan của g(t): ( / 2) ( ) ( / 2)g c cR T g t g t T     (1.61) Mạch tách sóng bao hình sẽ loại dữ liệu d(t) nên tín hiệu ngõ ra là:  / 2g cR T  (1.62) Và  / 2g cR T  (1.63) Ngõ vào của VCO là:      / 2 / 2g c g cy t R T R T     (1.64) 2/3 cT 2/3 cT cT cT2/cT 2/cT )( cg T )( cg TR  Hình 1.23: Ngõ vào VCO Nếu τ > 0 thì điện áp dương xuất hiện ở ngõ vào VCO làm tăng tần số của VCO và làm giảm τ. Tương tự, nếu τ < 0 thì điện áp âm xuất hiện ở ngõ vào VCO làm giảm tần số của VCO và làm tăng τ. n t t nghi p Trang 28 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph 1.5.3 Các chuỗi trải ph  Chuỗi giả ngẫu nhi n ( ) Trong hệ thống CDMA, để thực hiện trải phổ thì người ta dùng các chuỗi giả ngẫu nhiên. Chuỗi ngẫu nhiên là chuỗi có sự thay đổi không thể đoán trước được nghĩa là giá trị của nó tại một thời điểm không phụ thuộc vào các giá trị của chuỗi tại các thời điểm trước. Sự thay đổi của nó chỉ có thể biểu diễn bằng phương pháp thống kê. Tuy nhiên một chuỗi ngẫu nhiên đơn giản như trên cũng cần đòi hỏi bộ nhớ lớn vô hạn tại cả máy phát và máy thu. Do đó, người ta phải sử dụng các chuỗi giả ngẫu nhiên. Các chuỗi này không phải là một chuỗi ngẫu nhiên hoàn toàn tức là nó sẽ được lặp lại sau một chu kỳ nào đó. Chuỗi giả ngẫu nhiên là các chuỗi nhị phân có chu kỳ bit lớn hơn nhiều so với chù kỳ bit của dữ liệu nên để phân biệt thì người ta quy ước gọi chu kỳ bit của chuỗi giả ngẫu nhiên là chip. Các chuỗi giả ngẫu nhiên của các user khác nhau trong một hệ thống CDMA là phải khác nhau. Chuỗi giả ngẫu nhiên phải có các tính chất sau đây:  Tính cân bằng: tần suất xuất hiện của số bit 0 và bit 1 trong chuỗi là ½ (nghĩa là số lần xuất hiện của bit 0 và bit 1 chênh lệch tối đa là 1).  Tính Run: mỗi đường chạy (run length) của một chuỗi nhị phân được định nghĩa là một chuỗi con chỉ chứa giá trị 0 hay 1. Nếu xuất hiện một số nhị phân khác thì sẽ bắt đầuđường chạy mới. Một chuỗi giả ngẫu nhiên phải có tính Run nghĩa là tổng số các đường chạy có chiều dài n bằng 1/2^n tổng số các đường chạy. Ví dụ như chuỗi 000100110101111 có 4 Run 0 (0,0,00,000) và 4 Run 1 (1,1,11,1111) (tổng cộng 8 Run, trong đó có 4 Run có chiều dài 1, 2 Run có chiều dài 2, 1 Run có chiều dài 3 và 1 Run có chiều dài 4) thoả mãn tính Run.  Tính tương quan: nếu so sánh một chuỗi giả ngẫu nhiên với chính nó dịch đi một số bit bất kỳ nào đó thì độ chênh lệch giữa số bit giống nhau và khác nhau tối đa là 1 (hàm tự tương quan bằng -1).  Sự tự tươn qu n: Hàm tự tương quan của một chuỗi ngẫu nhiên d(t) với độ rộng bit Tb định nghĩa như sau:  ( ) ( ) ( )dR E d t d t   (1.65) Nếu d(t) = ±1 thì Rd(τ) có dạng như sau: n t t nghi p Trang 29 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph  ( )dR  bT bT 1 0 Hình 1.24: Hàm tự tương qu n của chuỗi ngẫu nhiên d(t) Gọi g(t) là chuỗi giả ngẫu nhiên có hàm tự tương quan là:  ( ) ( ) ( )PNR E g t g t   (1.66) Ta xét với τ = nTc với n N với Tc là độ rộng chip:    ( ) ( ) ( ) ( )PN c c cR nT E g t g t nT E g t kT       (1.67) Ở đây, g(t + kTc) là một chuỗi giả ngẫu nhiên và có giá trị trung bình là 1/L. Chuỗi g(t) có chu kỳ LTc nên hàm tự tương quan cũng có chu kỳ LTc. ( )PNR c cT10 cLT( 1) cL T ( 1) cL T Hình 1.25: Hàm tự tương tương qu n của chuỗi gi ngẫu nhiên g(t) Các tính chất của chuỗi:  Hai chuỗi giả ngẫu nhiên độc lập với nhau nếu nhân với nhau sẽ cho một chuỗi giả ngẫu nhiên mới độc lập với hai chuỗi giả ngẫu nhiên đã cho.  Trong một chu kỳ LTc, số bit 1 luôn luôn nhiều hơn số bit 0 là 1.  Nếu đặt một cửa sổ có độ dài N bit trượt dọc theo suốt một chu kỳ LTc, mọi giá trị có thể có của một số nhị phân N bit sẽ xuất hiện một lần và chỉ một lần trừ giá trị 00…0 (N bit). n t t nghi p Trang 30 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph  M t ộ ph côn suất: Do RPN(τ) có chu kỳ LTc nên GPN(f) sẽ bao gồm các xung tại các vị trí là bội số của tần số 1/LTc. Ngoài ra GPN(f) cũng có một xung tại f = 0, đó là giá trị DC của chuỗi PN. Do số bit 1 lớn hơn số bit 0 là 1 nên giá trị DC của chuỗi là V/L trong đó chuỗi g(t) có giá trị ±V và công suất là V2/L2→ GPN(0) = (V 2 /L 2)δ(f). Mật độ phổ công suất GPN(f) là: 2 2 2 2 sin ( / ) ( ) ( ) ( ) ( / ) c c PN c f f if LV V G f f f i L L L f if L             (1.68) cf cf ( )PNG f 1/ cLT 2 2 ( ) V f L  2 /V L f Hình 1.26: Mật độ ph c ng suất của chuỗi gi ngẫu nhiên  Chuỗi m: Để tạo ra các mã trải phổ thì người ta thường dùng các thanh ghi dịch có hồi tiếp. Nếu n là số thanh ghi thì sẽ có tổng cộng 2n trạng thái khác nhau. Do đó, ngõ ra của bộ phát PN bằng thanh ghi dịch sẽ có tính tuần hoàn. Nhưng do bộ phát PN dùng thanh ghi dịch phải loại bỏ trạng thái mà tất cả các ngõ ra của thanh ghi dịch đều bằng không vì trong trường hợp đó thì trạng thái này sẽ được duy trì mãi. Vì thế mà chu kỳ của chuỗi ngõ ra sẽ luôn bằng hoặc nhỏ hơn 2n – 1. Chuỗi PN có chu kỳ bằng 2n -1 được gọi là chuỗi m. Chuỗi PN có thể được tạo ra bằng một đa thức h(x): h(x) = h0x n + h1x n-1+ … + hn-1x 1 + hnx 0 (1.69) Trong đó h0 = hn = 1 và các giá trị của hi (i ≠ 0,n) là 0 hay 1. Đặt h(x) = 0: 0 = h0x n + h1x n-1+ … + hn-1x 1 + hnx 0 (1.70) Phép cộng ở đây là phép cộng module 2. Quá trình tạo chuỗi có thể được mô tả như sau: n t t nghi p Trang 31 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph 2h nh (1)ia ( )ia n(2)ia OUT 1h Hình 1.27: Bộ tạo chuỗi ghi dịch tuyến tính Trong đó nếu hi = 0 thì không có đường liên kết và nếu hi = 1 thì có đường liên kết. Với ai(j) biểu thị giá trị phần tử thứ j trong thanh ghi dịch ở xung clock đồng hồ thứ i, x k thể hiện định vị trễ. Để tìm các đa thức nhằm tạo ra chuỗi m thì ta có thể tra bảng sau Bảng 1.2: B ng tr c c đ thức sinh Bậc của đa thức Biểu diễn octal của đa thức sinh 6 [103], [147], [155] 7 [211],[217],[235],[367], [277],[325], [203], [313], [345] 8 [435], [511], [747], [453], [545], [537], [703], [543] 9 [1021], [1131], [1461], [1423], [1055], [1167], [1541], [1333], [1605], [1751], [1743], [1617], [1553], [1157] Ví dụ chọn đa thức có bậc là 6 và đa thức được biểu diễn bằng số octal là [103] thì ta có biến đổi như hình sau 1 00 3100 1 6h5h4h3h2h1h0h  Octal binary Hệ số Hình1.28: C ch x c định đ thức sinh dự vào b ng tra Dựa vào giá trị của các hệ số tìm được ta có thể xây dựng thanh ghi dịch để tạo ra mã m. Chuỗi m có các tính chất sau:  Tính chất 1: Chu kỳ chuỗi là 2n-1. n t t nghi p Trang 32 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph  Tính chất 2: Có đúng L = 2n- 1 chuỗi khác 0 tạo ra từ h(x) và chúng chính là các chuỗi a, T1a, …, TN-1a (với Tka là chuỗi a được dịch vòng sang trái k lần).  Tính chất 3: Nếu lấy hai số nguyên khác nhau n và p với 0 ≤ n, p ≤ N thì tồn tại duy nhất một số nguyên k khác n và p sao cho: Tna Tpa = Tka. Tính chất này gọi là tính dịch và cộng (shift and add) của chuỗi m.  Tính chất 4: w(a) = 2n-1= ½(L + 1). Trong đó w(a) là trọng số của chuỗi a (weight of the sequence), tức là số bit 1 trong chuỗi.  Tính chất 5: Hàm tự tương quan tuần hoàn của chuỗi m có hai giá trị ( two- valued) và được cho bởi ra(k) = {  Tính chất 6: Chuỗi a có tính chất ai = a2i (∀i Z) gọi là chuỗi m đặc tính (characteristic) và chuỗi này tồn tại duy nhất trong N chuỗi được tạo ra bởi đa thức h(x).  Tính chất 7: Gọi q là một số nguyên dương và xét chuỗi u tạo ra từ a bằng cách lấy mẫu mỗi bit thứ q của chuỗi a thì chuỗi u được gọi là chuỗi chia nhỏ theo q của a (decimation), tức là ui = aqi và được ký hiệu là a[q]. Giả sử rằng a[q] khác không, khi đó a[q] có chu kỳ L/gcd(L,q).  Chuỗi gold Xét hai chuỗi m là a và b có chu kỳ L = 2n- 1 được tạo ra từ hai đa thức nguyên thủy h(x) và g(x) hai chuỗi này gọi là cặp chuỗi m mong muốn khi thỏa mãn điều kiện:  n mod 4 ≠ 0.  b = a[q] trong đó q = 2m - 1 hay q = 22m - 2m + 1.  gcd(n,m) = { Khi đó một tập hợp các chuỗi G(a ,b)={a, b, a b, a T1b, …, a TL-1b} gọi là tập chuỗi Gold cho cặp chuỗi m mong muốn.Ứng với hai chuỗi m mong muốn a và b, có tất cả L + 2 chuỗi Gold. Đa thức tạo ra họ chuỗi Gold này là f(x) = g(x)h(x).Bất kỳ hai chuỗi nào trong tập chuỗi Gold này đều có hàm tương quan chéo có 3 giá trị là: 2 2 1 2 1 1 2 n k n k           n t t nghi p Trang 33 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Họ chuỗi Gold có đặc tính tương quan tốt hơn họ chuỗi m và cũng có chu kỳ là L = 2 n - 1.  Chuỗi kasami Xét a là một chuỗi m được tạo ra bởi đa thức h(x) có chu kỳ L = 2n- 1 trong đó n là một số ch n. Ta xét chuỗi b = a[s(n)] = a[2n/2+ 1] có chu kỳ là 2n/2- 1. Ta định nghĩa tập: Ks(a) = {a, a b, a T 1b, …, a √ b} Kasami đã chứng minh rằng hàm tương quan của các chuỗi trong tập Ks(a) có giá trị là -1, - s(n) hay s(n) - 2. Tập này được gọi là tập chuỗi Kasami. Tập Ks(a) có tất cả 1 + L chuỗi.  Chuỗi Walsh Mã trực giao Walsh được xây dựng trên cơ sở ma trận Hadamard. Một ma trận vuông bậc hai như sau sẽ tạo ra được hai mã Walsh. 2 1 1 1 1 H       mã bậc không là hàng 1 và cột 1 của ma trận này và mã bậc 1 là hàng 2 và cột 2. Để tạo ra 4 mã thì ta phải dùng ma trận bậc 4 được tạo ra bằng các ma trận H2 như sau 2 2 4 2 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 H H H H H                     trong đó hàng 1 và cột 1 là mã Walsh 0, được ký hiệu là w0; hàng 3 và cột 3 là w1; hàng 4 và cột là w2; và hàng 2 và cột 2 là w3. Các ma trận Hadamard bậc cao hơn cũng được thành lập theo cùng cách như vậy. Ma trận thường sử dụng trong hệ thống CDMA là H64. Nhược điểm của mã Walsh  Hàm tự tương quan của mã này có nhiều hơn một đỉnh, do đó cần có thêm khối đồng bộ bên ngoài.  Tính tương quan chéo sẽ gây ảnh hưởng, do đó chỉ được dùng trong hệ thống đồng bộ.  Quá trình trải phổ chỉ xảy ra tại một số thành phần tần số rời rạc, thay vì trên toàn bộ dải tần. n t t nghi p Trang 34 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph 1.5.4 Các ặc tính của hệ thống DS-CDMA Vì hệ thống DS-CDMA là một dạng của hệ thống CDMA nên nó cũng mang những đặc điểm chung của hệ thống CDMA.  Chuyển giao Chuyển giao là thủ tục cần thiết đảm bảo thông tin được liên tục trong thời gian kết nối. Khi thuê bao chuyển động từ một cell này sang một cell khác thì kết nối với cell mới phải được thiết lập và kết nối với cell cũ phải được hủy bỏ. Tùy theo hình thức sử dụng trong các cơ chế chuyển giao, có thể phân chia chuyển giao thành các nhóm như: chuyển giao cứng, chuyển giao mềm và chuyển giao mềm hơn. Chuyển giao đảm bảo thông tin được duy trì liên tục khi các MS di động từ cell này sang cell khác. Chuyển giao phải đúng và nhanh để thông ti không bị ngắt quãng, không bị mất tín hiệu khi đang di chuyển.  Chuyển giao mềm và mềm hơn Chuyển giao mềm và mềm hơn dựa trên nguyên tắc kết nối “nối trước khi cắt“ . Chuyển giao mềm hay chuyển giao giữa các cell là chuyển giao được thực hiện giữa các cell khác nhau, trong đó trạm di động bắt đầu thông tin với một trạm gốc mới mà vẫn chưa cắt thông tin với trạm gốc cũ. Chuyển giao mềm chỉ có thể được thực hiện khi cả trạm gốc cũ lẫn trạm gốc mới đều làm việc ở cùng một tần số. MS thông tin với 2 sector của 2 cell khác nhau (chuyển giao 2 đường) hoặc với 3 sector của 3 cell khác nhau (chuyển giao 3 đường). Chuyển giao mềm hơn là chuyển giao được thực hiện khi UE chuyển giao giữa 2 sector của cùng một cell hoặc chuyển giao giữa 2 cell do cùng một BTS quản lý. Đây là loại chuyển giao trong đó tín hiệu mới được thêm vào hoặc xóa khỏi tập tích cực, hoặc thay thế bởi tín hiệu mạnh hơn ở trong các sector khác nhau của cùng BTS. Trong trường hợp chuyển giao mềm hơn, BTS phát trong một sector nhưng thu từ nhiều sector khác nhau. Khi cả chuyển giao mềm và chuyển giao mềm hơn được thực hiện đồng thời, trường hợp này gọi là chuyển giao mềm - mềm hơn. Trong Chuyển giao mềm - mềm hơn khi MS thông tin với hai sector của cùng một cell và một sector của cell khác. Các tài nguyên mạng cần cho kiểu chuyển giao này gồm tài nguyên cho chuyển giao mềm hai đường giữa cell A và B cộng với tài nguyên cho chuyển giao mềm hơn tại cell B.  Chuyển giao cứng Chuyển giao cứng được thực hiện khi cần chuyển từ hệ thống CDMA này đến hệ thống CDMA khác hoặc giữa hệ thống CDMA đến hệ thống tương tự. Các hệ thống n t t nghi p Trang 35 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph thông tin di động tổ ong FDMA và TDMA đều chỉ sử dụng phương thức chuyển giao này. Chuyển giao cứng dựa trên nguyên tắc “cắt trước khi nối” (Break Before Make) có thể được chia thành chuyển giao cứng cùng tần số và chuyển giao cứng khác tần số. Trong quá trình chuyển giao cứng, kết nối cũ được giải phóng trước khi thực hiện kết nối mới. Do vậy, tín hiệu bị ngắt trong khoảng thời gian chuyển giao. Tuy nhiên, thuê bao không có khả năng nhận biết được khoảng ngừng đó. Trong trường hợp chuyển giao cứng khác tần số, tần số sóng mang của kênh truy cập vô tuyến mới khác so với tần số sóng mang hiện tại. Nhược điểm của chuyển giao cứng là có thể xảy ra rớt cuộc gọi do chất lượng của kênh mới chuyển đến trở nên quá xấu trong khi kênh cũ đã bị cắt.  Điều khiển côn suất Trong CDMA, điều khiển công suất được thực hiện cho cả đường lên lẫn đường xuống để cung cấp một hệ thống có dung lượng lưu lượng lớn, chất lượng dịch vụ cuộc gọi cao và các lợi ích khác. Tuy nhiên, điều khiển công suất cho đường xuống không thực sự cần thiết như điều khiển công suất cho đường lên. Hệ thống CDMA sử dụng công suất đường xuống nhằm cải thiện tính năng hệ thống bằng cách kiểm soát nhiễu từ các cell khác. Mục đích chính của điều khiển công suất đường lên nhằm khắc phục hiệu ứng xa-gần bằng cách duy trì mức công suất truyền dẫn của các máy di động trong cell như nhau tại máy thu trạm gốc. Do vậy việc điều khiển công suất đường lên là thực hiện tinh chỉnh công suất truyền dẫn của máy di động. Hệ thống CDMA sử dụng hai phương pháp điều khiển công suất khác nhau gồm điều khiển công suất vòng hở (OLPC) và điều khiển công suất (nhanh) vòng kín (CLPC).  Điều khiển công suất vòng hở (OLPC) OLPC sử dụng chủ yếu để điều khiển công suất cho đường lên. Trong quá trình điều khiển công suất, trạm di động xác định cường độ tín hiệu truyền dẫn bằng cách đo đạc mức công suất thu của tín hiệu hoa tiêu từ BTS ở đường xuống. Sau đó, trạm di động điều chỉnh mức công suất truyền dẫn theo hướng tỷ lệ nghịch với mức công suất tín hiệu hoa tiêu thu được. Do vậy, nếu mức công suất tín hiệu hoa tiêu càng lớn thì mức công suất phát của trạm di động (P_trx) càng nhỏ. Việc điều khiển công suất vòng hở là cần thiết để xác định mức công suất phát ban đầu (khi khởi tạo kết nối). Trong phương pháp này trạm gốc không tham gia vào các thủ tục điều khiển công suất. n t t nghi p Trang 36 Chương 1: T ng qu n h th ng th ng tin tr i ph Ước tính cường độ hoa tiêu P_trx=1/cường độ hoa tiêu BTS UE Hình 1.29: OLPC đường lên  Điều khiển công suất vòng kín (CLPC) CLPC được sử dụng để điều khiển công suất khi kết nối đã được thiết lập. Mục đích chính là để bù những ảnh hưởng của sự biến đổi nhanh của mức tín hiệu vô tuyến. Do đó, chu kỳ điều khiển phải đủ nhanh để phản ứng lại sự thay đổi nhanh của mức tín hiệu vô tuyến. Trong CLPC, BTS điều khiển UE tăng hoặc giảm công suất phát. Quyết định tăng hoặc giảm công suất phụ thuộc vào mức tín hiệu thu SNR tại BTS. Khi BTS thu tín hiệu từ UE, nó so sánh mức tín hiệu thu với một mức ngưỡng cho trước. Nếu mức tín hiệu thu được vượt quá mức ngưỡng cho phép, BTS sẻ gửi lệnh điều khiển công suất phát (TPC) tới UE để giảm mức công suất phát của UE. Nếu mức tín hiệu thu được nhỏ hơn mức ngưỡng, BTS sẻ gửi lệnh điều khiển đến UE để tăng mức công suất phát. Lệnh TPC Quyết định điều khiển công suất BTS UE UE Lệnh TPC Điều khiển P_t x của UE theo lệnh PC Điều khiển P_t x của UE theo lệnh PC TPC: Transmit Power Control: điều khiển công suất truyền dẫn Hình 1.30: Cơ chế điều khiển c ng suất CLPC