Khảo sát và thiết kế bộ biến tần đa mức tại Công ty Xi măng Hoàng Thạch

o sát quá trình chuyển mạch từ trạng thái P sang trạng thái O, từ trạng thái O sang trạng thái N hay ngƣợc lại dƣới dạng Bảng 3.4. Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 31 Bảng 3.4: Quá trình dẫn dòng của các khóa trong pha A của bộ nghịch lƣu 3L-FLC Trạng thái S1 D1 S2 D2 S3 D3 S4 D4 Dòng điện tải iA > 0 P x x O x x x x N x x Dòng điện tải iA < 0 P x x O x x x x N x x 3.2.4. Nhận xét - Ƣu điểm: + Sắp xếp đơn giản, kết cấu thành từng khối + Cân bằng áp tụ dễ dàng hơn - Nhƣợc điểm: + Số lƣợng tụ lớn + Giải thuật PWM phức tạp 3.3. Bộ nghịch lƣu đa mức kiểu cầu H nối tầng (cascade H-bridge multilevel inverter) 3.3.1. Cấu trúc Biến tần cầu H đƣợc sử dụng phổ biến trong các động cơ trung và cao áp. Nó bao gồm nhiều bộ nghịch lƣu áp cầu một pha ghép nối tiếp mà ta gọi là 1 cell cầu. Mỗi cell cầu có nguồn một chiều riêng thích hợp trong trƣờng hợp sử dụng nguồn một chiều có sẵn, ví dụ dƣới dạng bình diện, battery, pin mặt trời … Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 32 Hình 3.11. Cấu trúc bộ nghịch lƣu 5 mức kiểu H nối tầng Hình 3.12. Cấu trúc của 1 cell cầu Bằng cách kích đóng các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lƣu áp một pha, ba mức điện áp (-E, 0, E) đƣợc tạo thành. Sự kết hợp hoạt động của N bộ nghịch lƣu áp trên một nhánh pha tải sẽ tạo nên N khả năng mức điện áp theo chiều âm (-E, -2E, -3E, - 4E, …, -N.E ), n khả năng mức điện áp theo chiều dƣơng (E, 2E, 3E, 4E, …, N.E) và mức điện áp 0. Nhƣ vậy, bộ nghịch lƣu áp dạng cascade gồm N bộ nghịch lƣu áp một pha trên mỗi nhánh sẽ tạo thành bộ nghịch lƣu (2N +1) mức. Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 33 Để dễ hiểu hơn, hãy xem các khoá bán dẫn nhƣ những công tắc cơ khí. Dễ dàng nhận thấy ở mỗi nhánh pha trong biến tần cascade đƣợc cấu thành từ việc ghép nối tiếp các cầu H (nghịch lƣu áp một pha hình chữ H: H-bridge) nối tiếp nhau, và cứ bao nhiêu nhánh pha thì ghép song song bấy nhiêu dãy. Minh hoạ trên hình 3.13. Hình 3.13. Đơn giản hóa pha A của bộ nghịch lƣu cầu H Do cấu trúc nhƣ trên nên ta thấy biến tần đa mức dạng cascade có số linh kiện tham gia ít hơn các dạng khác, việc điều khiển cũng dễ dàng hơn do các nhóm cầu H đều giống nhau về mặt cấu trúc từ đó dễ module hoá. Vấn đề cân bằng về điện áp liên lạc một chiều cũng không xảy ra. Do đó có thể nói đây là dạng biến tần đa mức thông dụng nhất. Tuy nhiên dạng này cần nhiều nguồn một chiều. 3.3.2. Trạng thái của các khóa chuyển mạch Để tạo ra 5 cấp, các thiết bị chuyển mạch đƣợc điều khiển sao cho chỉ có 2 trong số 4 thiết bị chuyển mạch trong mỗi cell cầu H đƣợc mở. Khi các khóa chuyển mạch S11, S21, S12, S22 dẫn dòng thì điện áp ra của cầu H1 và H2 bằng E, nên điện áp tổng hợp trên pha A của bộ nghịch lƣu UAN = 2E. Tƣơng tự với S31, S41, S32, S42 dẫn thì điện áp ra UAZ = -2E. Còn 3 mức điện áp còn lại E, 0, -E tƣơng ứng với các vị trí khác nhau của các khóa sẽ đƣợc tổng hợp trong Bảng 3.5. Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 34 Bảng 3.5: Bảng trạng thái chuyển mạch (pha A) của 5L-CHB Trạng thái Trạng thái các khóa chuyển mạch UH1 UH2 UAN S11 S31 S12 S32 1 Đóng Ngắt Đóng Ngắt E E 2E 2 Đóng Đóng Đóng Ngắt 0 E E 3 Ngắt Ngắt Đóng Ngắt 0 E 4 Đóng Ngắt Đóng Đóng E 0 5 Đóng Ngắt Ngắt Ngắt E 0 6 Ngắt Ngắt Đóng Đóng 0 0 0 7 Đóng Đóng Đóng Đóng 0 0 8 Đóng Đóng Ngắt Ngắt 0 0 9 Ngắt Ngắt Ngắt Ngắt 0 0 10 Đóng Ngắt Ngắt Đóng E -E 11 Ngắt Đóng Đóng Ngắt -E E 12 Đóng Đóng Ngắt Đóng 0 -E -E 13 Ngắt Ngắt Ngắt Đóng 0 -E 14 Ngắt Đóng Đóng Đóng -E 0 15 Ngắt Đóng Ngắt Ngắt -E 0 16 Ngắt Đóng Ngắt Đóng -E -E -2E Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 35 Hình 3.14. Điện áp trên mỗi cel cầu, điện áp pha và điện áp dây của bộ nghịch lƣu cầu H Điện áp từ đầu pha tải tới điểm tâm nguồn gồm 5 cấp , và 0. Điện áp dây đầu ra của bộ nghịch lƣu gồm 9 cấp: , , , và 0 3.3.3. Quá trình chuyển mạch Hình 3.15 biểu diễn sự chuyển mạch giữa các mức điện áp ra, số lƣợng chuyển mạch giữa 2 mức điện áp kề nhau đƣợc đánh dấu trong hình vẽ. Để nghiên cứu sự chuyển mạch giữa các trạng thái, ta khảo sát sự chuyển mạch trong 1 trƣờng hợp (theo đƣờng nét đậm trong hình 3.15). Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 36 Hình 3.15. Quá trình chuyển mạch giữa các trạng thái - Trường hợp 1: Dòng điện tải iA > 0 (biểu diễn bằng đường nét đậm) Bộ nghịch lƣu ở trạng thái 1 tƣơng ứng với S11, S21, S12, S22 đang dẫn dòng với điện áp ra UAN = 2E. Sau khi S22 ngắt hoàn toàn, S32 đóng lại, bộ nghịch lƣu chuyển sang trạng thái 4 với điện áp ra UAN = E. Sau khi S21 ngắt hoàn toàn, S31 đóng lại, bộ nghịch lƣu chuyển sang trạng thái 7 tƣơng ứng với điện áp ra UAN = 0. Sau đó bộ nghịch lƣu chuyển sang trạng thái 14 với S11 ngắt và S41 đóng lại, tƣơng ứng với điện áp ra UAN = -E. Sau khi S12 ngắt hoàn toàn, S42 đóng lại, bộ nghịch lƣu chuyển sang trạng thái 16 tƣơng ứng với điện áp ra UAN = -2E. - Trường hợp 2: dòng điện tải iA < 0 (biểu diễn bằng đường nét đứt) Tƣơng tự nhƣ trƣờng hợp iA > 0, quá trình chuyển mạch cũng xảy ra theo chu trình trên, nhƣng với chiều dòng điện ngƣợc lại. Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 37 Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 38 Hình 3.16. Quá trình chuyển mạch từ trạng thái với dòng iA>0 (đƣờng nét liền) và iA<0 (đƣờng nét đứt) 3.3.4. Nhận xét - Ƣu điểm: + Dễ dàng thiết kế thành từng modun lắp ráp, dễ dàng tăng số mức. + Mỗi modun gồm 1 nguồn DC, một tụ lọc và một mạch cầu 1 pha. + Đối với hệ thống cung cấp nguồn xoay chiều, các diot chỉnh lƣu đóng vai trò là mạch cầu xung làm giảm méo dòng điện cho nguồn cung cấp. + Dạng sóng đầu ra có thành phần hài rất thấp mặc dù tần số đóng cắt khóa là thấp. Do vậy dạng này đƣợc sử dụng rộng dãi và thông dụng nhất. - Nhƣợc điểm: + Nhƣợc điểm chính của hệ thống là đồi hỏi phải sử dụng nguồn DC độc lập. Trong trƣờng hợp phải sử dụng các máy biến thế, ví dụ nhƣ một bộ nghịch lƣu 5 mức dạng Cascade sẽ dẫn tới 1 máy biến áp 1 đầu vào và 2 đầu ra, tổng cộng 3 pha sẽ là 6 đầu ra. Nhƣ vậy sẽ tăng kích thƣớc và giá thành lên rất nhiều, tổn hao trên máy biến áp là rất lớn. 3.4. Kết luận Bộ nghịch lƣu áp đa mức ngày càng đƣợc sử dụng nhiều trong các ứng dụng có điện áp cao và hiệu suất cao. Ƣu điểm chính của nó: công suất của bộ nghịch lƣu áp tăng lên, điện áp đặt lên các linh kiện giảm xuông nên công suất tổn hao do quá trình đóng cắt của linh kiện cũng giảm theo, với cùng tần số đóng cắt, các thành phân sóng hài bậc cao của điện áp ra nhỏ hơn so với trƣờng hợp bộ nghịch lƣu 2 mức. Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 39 Bảng 3.6: Bảng so sánh cấu hình các loại biến tần đa mức A: Số lƣợng linh kiện chuyển mạch B: Số lƣợng Diode kẹp C: Số lƣợng tụ điện D: Điện áp tối đa đặt lên linh kiên chuyển mạch E: Số mức tối đa của điện áp dây F: Số mức tối đa của điện áp pha tải - Cấu hình diode kẹp và cấu hình tụ kẹp cần dùng tụ điện lớn hoặc giải thuật điều khiển phù hợp để duy trì ổn định điện áp trên các tụ. Cấu hình này chỉ dùng một nguồn DC duy nhất, do vậy thích hợp cho trƣờng hợp nguồn DC đƣợc tạo nên nhờ chỉnh lƣu từ hệ thông điện AC của lƣới điện. - Cấu hình Cascade gồm nhiều bộ nghịch lƣu áp cầu 1 pha ghép nối tiếp. Mỗi Mỗi bộ nghịch lƣu áp dụng cầu một pha này sử dụng một nguồn DC riêng, các nguồn DC đòi hỏi phải cách ly hoàn toàn. Vì vậy cấu hình dạng Cascade thích hợp cho trƣờng hợp các nguồn DC có sẵn ví dụ acquy, battery… Các tụ điện trong cấu hình Diode kẹp và tụ kẹp đƣợc sử dụng nhƣ các nguồn DC độc lập và cần thiết phải duy trì ổn định điện áp trên tụ. Nếu ta thay các tụ điện này bằng các nguồn DC độc lập có sẵn nhƣ PIN, acquy thì điện áp các nguồn này tƣơng đối ổn định không phụ thuộc vào giải thuật điều khiển. Khi đó mạch sẽ làm việc ổn định hơn. Khi đó số lƣợng nguồn DC cần dùng trong cấu hình diode kẹp sẽ ít hơn so Chƣơng 3: Các bộ nghịch lƣu áp đa mức 40 với cấu hình cascade nếu cùng số mức. Tuy nhiên trong trƣờng hợp này nếu điện áp các nguồn DC không bằng nhau (đối với cấu hình Diode kẹp) hoặc không phải là bội số của nhau (cấu hình tụ kẹp), nếu vẫn áp dụng phƣơng pháp điều khiển thông thƣờng thì đặc tuyến điều khiển sẽ phi tuyến và xuất hiện các sóng hài bậc thấp ở đầu ra làm giảm chất lƣợng điện áp và dòng điện cấp cho tải. Do đó cần có giải thuật điều khiển thích hợp khi các nguồn DC không cân bằng. Bảng 3.7: So sánh số lƣợng nguồn DC cần dùng giữa các cấu hình khi thay các tụ điện trong cấu hình diode kẹp và tụ kẹp bằng nguồn DC độc lập Nhƣ vậy cấu hình Cascade cần số nguồn DC độc lập ít nhất. Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 41 CHƢƠNG 4: CÁC PHƢƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƢU ÁP ĐA MỨC Các phƣơng pháp điều khiển áp dụng cho bộ nghịch lƣu áp hai mức nhƣ phƣơng pháp điều chế độ rộng xung và các dạng cải biến của nó, phƣơng pháp điều khiển vector, phƣơng pháp khử sóng hài tối ƣu, các phƣơng pháp điều khiển dòng điện (hay vector dòng điện)…. có thể đƣợc điều chỉnh để có thể áp dụng cho bộ nghịch lƣu áp đa mức. Bộ nghịch lƣu áp đa mức có phạm vi hoạt động chủ yếu đối với tải công suất lớn. Do đó, vấn đề giảm bớt tần số đóng ngắt và giảm shock điện áp dv/dt trên linh kiện công suất có ý nghĩa quan trọng. Các thuật toán điều khiển cố gắng thực hiện duy trì trạng thái cân bằng các nguồn điện áp DC và khử bỏ hiện tƣợng common-mode voltage, nguyên nhân gây ra một số hiện tƣợng làm sớm lão hóa động cơ. Trong kỹ thuật đa mức, đã có nhiều kỹ thuật đƣợc biết nhƣ sau: 1. Điều chế độ rộng xung sin (S-PWM) 2. Điều chế độ rộng xung ƣớc lƣợng sóng hài chọn lọc (SHE-PWM) 3. Phƣơng pháp bậc thang sóng hài tối ƣu (OHSW) 4. Phƣơng pháp step pulse PWM cho biến tần đa mức dạng cascade Trong từng phƣơng pháp có ƣu điểm và khuyết điểm riêng của nó. Sau đây sẽ trình bày vắn tắt các phƣơng pháp này. 4.1. Một số chỉ tiểu đánh giá kỹ thuật PWM 4.1.1. Phạm vi điều chế tuyến tính Còn gọi là giới hạn điều khiển đƣợc. Trong vùng điều chế tuyến tính giá trị điện áp đầu ra tỉ lệ với tín hiệu điều khiển. Ngoài vùng điều chế tuyến, vùng quá điều chế, quan hệ giữa điện áp đầu ra và tín hiệu điều khiển trở nên phi tuyến, làm xuất hiện các sóng hài tần số thấp ở ngõ ra, giảm chất lƣợng dòng điện và điện áp.Phạm vi điều chế tuyến tính càng lớn, điện áp thu đƣợc ở ngõ ra càng lớn. Phạm vi điều chế tuyến tính đƣợc xác định bằng chỉ số điều chế lớn nhất mà một phƣơng pháp điều khiển có thể đạt đƣợc. Chỉ số điều chế (Modulation Index) m: đƣợc định nghĩa nhƣ tỉ số giữa biên độ thành phần hài cơ bản tạo nên bởi phƣơng pháp điều khiển và biên độ thành phần hài cơ bản đạt đƣợc trong phƣơng pháp điều khiển sáu bƣớc (sixstep). ( ) ( ) ( ) với Vdc là tổng điện áp các nguồn DC. Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 42 4.1.2. Độ méo dạng dòng điện ngõ ra Sự méo dạng dòng điện ở ngõ ra gây ra các thành phần sóng hài mức cao phát sinh trong quá trình đóng cắt linh kiện. Ngoài ra còn do sự không lý tƣởng của các thiết bị công suất nhƣ sự mất cân bằng điện áp tụ, thời gian chết (deadtime)… Trong các kỹ thuật PWM hiện đại đều cố gắng giảm thiểu ảnh hƣởng của những yếu tố này. Nhiều tác giả còn đƣa ra các kỹ thuật bù ảnh hƣởng của deadtime. Độ méo dạng đƣợc đánh giá bằng thông số Tổng độ méo dạng hài THD (total harmonics distortion). √∑ Nếu dòng điện không chứa thành phần DC, độ méo dạng dòng điện có thể đƣợc tính nhƣ sau: √∑( ) Kết quả đạt đƣợc sẽ không phụ thuộc vào tham số của tải. 4.1.3. Ảnh hƣởng của deadtime và sụt áp trên linh kiện Hình 4.1. Ảnh hƣởng của deadtime Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 43 Với các khóa kích đối nghịch, hai khóa không đƣợc dẫn cùng lúc, vì nhƣ vậy sẽ gây ra ngắn mạch nguồn DC và làm hƣ hỏng linh kiện. Vì vậy, trong quá trình chuyển mạch, một khóa phải hoàn toàn ngừng dẫn khóa kia mới đƣợc kích. Để bảo đảm điều này một khoảng thời gian trễ đƣợc thêm vào trong tín hiệu điều khiển, thời gian trễ này gọi là deadtime. Việc chọn deadtime phụ thuộc vào tốc độ chuyển mạch của linh kiện và đƣợc lấy sao cho tdeadtime > toff max của linh kiện. Trong đó, toff = toff delay + tfall. Thông thƣờng trong các ứng dụng công nghiệp td = 1- 5 . Dựa vào hình 4 .1 ta thấy khi thêm td vào xung kích, thời gian dẫn của linh kiện sẽ tăng hoặc giảm một lƣợng tƣơng ứng, phụ thuộc vào chiều dòng điện. Nếu dòng điện dƣơng, điện áp pha trung bình trong chu kỳ sóng mang đó sẽ giảm. Nếu dòng điện âm điện áp pha trung bình trong chu kỳ sóng mang đó tăng. Điều này gây ra sai số điện áp là: | | Thêm vào đó sụt áp trên linh kiện cũng đƣợc tính đến, gọi UD là sụt áp trên diode và UT là sụt áp trên IGBT thì tổng sai số điện áp là: | | 4.1.4. Ảnh hƣởng do mất cân bằng áp tụ Ta thấy rằng, có những trạng thái đóng cắt làm cho điện áp của một tụ tăng lên, trong khi những trạng thái khác làm điện áp của tụ đó giảm đi. Tuy vậy thời gian tác động của từng trạng thái lại khác nhau, đồng thời trật tự đóng cắt của các trạng thái thay đổi trong quá trình điều khiển. Vì vậy sự mất cân bằng điện áp trên tụ rất khó điều khiển, đặc biệt khi số bậc tăng cao dẫn đến tăng số tụ điện. 4.1.5. Vấn đề Common Mode Trƣớc đây vấn đề điện áp Common Mode không đƣợc chú ý, nhƣng khi các bộ nghịch lƣu đƣợc đƣa vào sử dụng rộng rãi trong các nhà máy công nghiệp dẫn đến sự gia tăng các sự cố về ổ đỡ của máy điện; khi đó ngƣời ta mới phát hiện ra ảnh hƣởng của điện áp Common Mode. Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 44 Hình 4.2. Điện áp Common Mode Điện áp Common Mode phát sinh do dòng điện commom mode gây ra (dòng điện này chạy trên trục máy điện), điện áp Common Mode có độ biển thiên dv/dt cao, dẫn đến giảm chất lƣợng của chất bôi trơn trong các ổ đỡ làm chúng bị mòn nhanh và hƣ hỏng. Ngoài ra điện áp common mode còn gây nhiễu điện từ và gây tác động sai cho các thiết bị đìều khiển. Trong các kỹ thuật PWM hiện đại luôn cố gắng giảm thiều ảnh hƣởng của điện áp Common Mode. 4.1.6. Tần số đóng ngắt và công suất tổn hao do đóng ngắt: Công suất tổn hao xuất hiện trên linh kiện bao gồm hai thành phần: tổn hao công suất khi linh kiện ở trạng thái dẫn điện Pon và tổn hao công suất động Pdyn. Tổn hao công suất Pdyn tăng lên khi tần số đóng ngắt của linh kiện tăng lên. Tần số đóng ngắt của linh kiện không thể tăng lên tùy ý vì những lí do sau: Công suất tổn hao trên linh kiện tăng lên tỉ lệ với tần số đóng ngắt. Linh kiện công suất lớn thƣờng gây ra công suất tổn hao đóng ngắt lớn hơn. Do đó, tần số kích đóng của nó phải giảm cho phù hợp, ví dụ các linh kiện GTO công suất MW chỉ có thể đóng ngắt ở tần số khoảng 100Hz. Các qui định về tƣơng thích điện từ (Electromagnet Compatibility – EMC) qui định khá nghiêm ngặt đối với các bộ biến đổi công suất đóng ngắt với tần số cao hơn 9KHz. 4.2 Kỹ thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang (CBPWM) 4.2.1. Nguyên lý thực hiện Giản đồ kích đóng các công tắc bộ nghịch lƣu dựa trên cơ sở so sánh hai tín hiệu cơ bản: - Sóng mang tam giác uc (carier signal) tần số cao. - Sóng điều khiển ur (reference signal) hoặc sóng điều chế (modulating signal). Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 45 Việc so sánh đƣợc thực hiện trong từng chu kỳ sóng mang để tạo ra mức áp mong muốn. Tần số sóng mang càng cao, lƣợng sóng hài bậc cao bị khử càng nhiều. Tuy nhiên tần số sóng mang cao dẫn đến tần số đóng ngắt cũng tăng cao làm cho tổn hao phát sinh trong quá trình đóng ngắt các công tắc tăng theo. Ngoài ra, các linh kiện còn đòi hỏi có thời đóng ton, và ngắt toff nhất định. Các yếu tố này hạn chế việc chọn tần số sóng mang. Sóng điều khiển mang thông tin về độ lớn trị hiệu dụng và tần số sóng hài cơ bản của điện áp ở ngõ ra. Trong trƣờng hợp bộ nghịch lƣu áp ba pha, ba sóng điều khiển phái đƣợc lệch pha nhau 1/3 chu kỳ của nó. Đối với bộ nghịch lƣu áp n mức, số sóng mang đƣợc sử dụng là (n-1). Chúng có cùng tần số fc v à cùng biên độ đỉnh - đỉnh Ac. Sóng điều chế (hay sóng điều khiển) có biên độ đỉnh bằng Am và tần số fm, dạng sóng của nó thay đổi xung quanh trục tâm của hệ thống (n-1) sóng mang. Nếu sóng điều khiển lớn hơn sóng mang nào đó thì linh kiện tƣơng ứng với sóng mang đó sẽ đƣợc kích đóng, ngƣợc lại nếu sóng điều khiển nhỏ hơn sóng mang thì linh kiện đó sẽ bị khoá kích. 4.2.2. Các dạng sóng mang dùng trong kỹ thuật CBPWM -Bố trí cùng pha – PD (In Phase Disposition): tất cả các sóng mang đều cùng pha. Hình 4.3. Sóng mang PD - Hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 180 độ - APOD (Alternative Phase Opposition Disposition) Hình 4.4. Sóng mang APOD Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 46 - Bố trí đối xứng qua trục zero – POD (Phase Opposition Disposition): các sóng mang nằm trên trục zero sẽ cùng pha nhau, ngƣợc lại các sóng mang cùng nằm dƣới trục zero sẽ bị dịch đi 180 độ. Hình 4.5. Sóng mang POD Trong các phƣơng pháp bố trí sóng mang, phƣơng pháp bố trí các sóng mang đa mức cùng pha – PD cho độ méo dạng áp dây nhỏ nhất. Đố i với bộ nghịch lƣu áp ba mức, phƣơng pháp POD và APOD cho cùng kết quả dạng sóng mang. 4.2.3. Phƣơng pháp điều chế độ rộng xung SIN Phƣơng pháp này còn có tên Subharmonic PWM (SH-PWM), Multilevel carier based PWM. Trong phƣơng pháp này tín hiệu điều khiển có dạng sin. Chỉ số biên độ ma và tỉ số tần số mf đƣợc định nghĩa nhƣ sau: ( ) Nếu ma > 1 (biên độ sóng sin nhỏ hơn tổng biên độ sóng mang) thì quan hệ giữa thành phần cơ bản của điện áp ra và điện áp điều khiển là tuyến tính. Nếu ma > 1, biên độ tín hiệu điều chế lớn hơn tổng biên độ sóng mang thì biên độ hài cơ bản của điện áp ra tăng không tuyến tính theo ma. Lúc này, bắt đầu xuất hiện lƣợng sóng hài mức cao tăng dần cho đến khi đạt ở mức giới hạn cho bởi phƣơng pháp 6 bƣớc. Trƣờng hợp này còn đƣợc gọi là quá điều chế (overmodulation) hoặc điều chế mở rộng. Phƣơng pháp Sin PWM đạt đƣợc chỉ số điều chế lớn nhất trong vùng tuyến tính khi biên độ sóng điều chế bằng tổng biên độ sóng mang: ( ) ( ) Với U là điện áp DC Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 47 Hình 4.6. Phạm vi điều khiển tuyển tính của phƣơng pháp SHPWM Dƣới đây là những kết quả mô phỏng dùng phƣơng pháp SH-PWM cho bộ nghịch lƣu NPC 3 mức. Việc phân tích chỉ cần thực hiện trên pha A. Xung kích cho các linh kiện Sa1, Sa2, Sa3, Sa4 đƣợc thiết lập trên cơ sở so sánh giữa sóng điều khiển Ura và các sóng mang Uc1, Uc2, Uc3, Uc4. Xung kích cho các khóa Sa’1, Sa’2, Sa’3, Sa’4 đƣợc tạo ra bằng cách đảo các xung kích Sa1, Sa2, Sa3, Sa4. Trong mô phỏng này ta chọn ma = 0.8; mf = 40; tải đấu dạng sao có cosφ=0.85 (R= 5Ω; L= 0,01H). Các trạng thái đóng cắt của bộ nghịch lƣu 5 mức NPC Bảng 4.1 Các trạng thái đóng cắt của NPC 5 mức Vout Sa1 Sa2 Sa3 Sa4 Sa4’ Sa3’ Sa2’ Sa1’ Ký hiệu Udc/2 1 1 1 1 0 0 0 0 2 Udc/4 0 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 -Udc/4 0 0 0 1 1 1 1 0 -1 -Udc/2 0 0 0 0 1 1 1 1 -2 Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 48 Hình 4.7. Pha A của bộ nghịch lƣu 5 mức NPC Hình 4.8. Tƣơng quan giữa sóng mang - sóng đìều khiển và xung kích của các khóa tƣơng ứng. Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 49 Trong hình 5.8: Tại một thời điểm tín hiệu điều chế chỉ so sánh với 1 sóng mang, do đó chỉ có các linh kiện tƣơng ứng với sóng mang đó chuyển mạch; các linh kiện còn lại giữ nguyên trạng thái. Hình 4.9. Dòng điện trên pha A Hình 4.10. Điện áp trên pha A VA và điện áp dây VAB Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 50 4.2.4. Phƣơng pháp điều chế độ rộng xung cải biến (Modified PWM hoặc switching frequence optimal PWM method-SFO-PWM) Trong hầu hết các máy điện xoay chiều và các ứng dụng điện ba pha, điểm trung tính của tải đều đƣợc cách ly với đất, vì vậy không có dòng điện từ điểm trung tính xuống đất. Do vậy điện áp giữa trung tính nguồn và trung tính tải có thể thay đổi. ðiều này cho phép cộng hoặc trừ thành phần thứ tự không vào sóng điều chế. Thành phần điện áp thứ tự không này còn đƣợc gọi là điện áp offset. Việc lựa chọn hàm offset thích hợp có thể cải tiến đƣợc chất lƣợng của điện áp và dòng điện đầu ra và đạt đƣợc những mục tiêu nhƣ : Mở rộng phạm vi điều chế, giảm tổn hao đóng cắt, cân bằng áp tụ… Tuy nhiên nhƣ đã đề cập ở phần trên, tồn tại dòng điện giữa trung tính tải và trung tính nguồn, việc giải thích trên chỉ đúng khi không xét tới ảnh hƣởng của điện áp Common mode. Thực tế khi cộng hoặc trừ các tín hiệu điều khiển với cùng một giá trị offset, các tín hiệu điều khiển sẽ bị dịch lên hoặc xuống cùng một độ lớn. Do đó giá trị điện áp trung bình trong một chu kỳ sóng mang sẽ thay đổi cùng một giá trị, nên điện áp dây ỡ ngõ ra sẽ không đỏi. Hơn nữa dù trong mỗi chu kỳ sóng mang, thành phần offset chỉ là một giá trị số, nhƣng xét trong một chu kỳ của tín hiệu điều chế, thành phần offset là một hàm bội ba (có tần số gấp 3 lần tần số của sóng điều khiển). Thành phần bội ba này bị triệt tiêu hoàn toàn trong động cơ không đồng bộ ba pha. Nguyên lý của phƣơng pháp độ rộng xung cải biến đƣợc mô tả nhƣ hình sau: Hình 4.11. Phƣơng pháp độ rộng xung cải biên Những phƣơng pháp điều khiển khác nhau có hàm offset khác nhau. Việc tồn tại nhiều khả năng thiết lập hàm offset đã tạo điều kiện cho nhiều phƣơng pháp điều khiển khác nhau đƣợc giới thiệu bởi nhiều tác giả. Một trong các tín hiệu thứ tự không có thể chọn bằng giá trị trung bình của giá trị tín hiệu lớn nhất và giá trị nhỏ nhất trong ba pha tín hiệu điều chế. Phƣơng pháp này gọi la SFO-PWM. Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 51 Phƣơng pháp này cho phép thực hiện điều khiển tuyến tính điện áp tải với chỉ số điều chế nằm trong phạm vi 0 < m < 0.907, biên độ sóng hài điện áp đạt giá trị cực đại bằng √ ứng với chỉ số điều chế: ( ) ( ) √ √ Gọi Va * , Vb * , Vc * là các tín hiệu điều khiển của phƣơng pháp điều chế PWM. Tín hiệu điều khiển của phƣơng pháp SFO-PWM có dạng toán học nhƣ sau: ( ) ( ) Việc cộng hàm offset vào làm cho giá trị lớn nhất của sóng điều khiển sẽ nhỏ hơn so với trƣờng hợp sóng sin trong kỹ thuật SHPWM. Vì vậy ta có thể tăng chỉ số điều chế lên nhƣng vẫn đảm bảo sóng điều chế không vƣợt ra khỏi sóng mang. Nhƣ trong hình 4.12, biên độ sóng điều khiển sau khi hiệu chỉnh nhỏ hơn giới hạn biên độ sóng mang ( bằng 4) dù sóng sin ban đầu có biên độ lớn hơn 4. Hình 4.12. Tín hiệu điều chế cải biến Hình 4.13. Dòng điện trên pha A Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 52 Hình 4.14. Phạm vi điều khiển tuyến tính của phƣơng pháp SFO-PWM 4.2.5. So sánh điện áp ngõ ra của SHPWM và SFO-PWM Điên áp và dòng điện ngõ ra của hai phƣơng pháp SHPWM và SFOPWM ứng với chỉ số điều chế lớn nhất của mỗi phƣơng pháp. Bảng 4.2. So sánh SHPWM và SFO-PWM Phƣơng pháp điều khiển U1rms(V) I1rms(A) SHPWM 399,5 67,66 SFO-PWM 460,7 78,02 Vậy bằng việc cộng thêm thành phần offset điện áp ngõ ra cực đại đã đƣợc tăng thêm 15,32% so với điện áp lớn nhất mà phƣơng pháp SHPWM có thể đạt đƣợc với cùng một nguồn điện áp DC. 4.2.6. Thời gian dẫn của linh kiện trong một chu kỳ sóng mang: Khi thực hiện kỹ thuật PWM bằng kỹ thuật số, tín hiệu điều chế có giá trị không đổi trong một chu kỳ sóng mang. Khi đó ta có thể tính đƣợc thời gian dẫn của khóa bán dẫn trong từng chu kỳ sóng mang nhƣ sau: Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 53 Hình 4.15. Tính thời gian dẫn của linh kiện trong một chu kỳ sóng mang Từ ví dụ trên ta thấy rằng, để xác định thời gian dẫn của linh kiện trong từng chu kỳ sóng mang, ta chỉ cần quan tâm đến khoảng cách từ tín hiệu điều khiển đến đƣờng biên dƣới của sóng mang chứa tín hiệu điều khiển đó. Vì vậy trong giải thuật điều khiển ta có thể chuyển sơ đồ so sánh của bộ nghịch lƣu đa mức với nhiều sóng mang thành sơ đồ so sánh tƣơng đƣơng hai mức với một sóng mang. 4.3 Kỹ thuật điều chế vector không gian (SVPWM) Kỹ thuật điều chế vector không gian (Space vector modulation – hoặc Space vector PWM) xuất phát từ những ứng dụng của vector không gian trong máy điện xoay chiều, sau đó đƣợc mở rộng triển khai trong các hệ thống điện ba pha. Phƣơng pháp điều chế vector không gian và các dạng cải biến của nó có tính hiện đại, giải thuật chủ yếu dựa vào kỹ thuật số và là các phƣơng pháp đƣợc sử dụng phổ biến nhất hiện nay trong lĩnh vực điện tử công suất liên quan đến điều khiển các đại lƣợng xoay chiều ba pha nhƣ điều khiển truyền động điện xoay chiều, điều khiển các mạch lọc tích cực, điều khiển các thiết bị công suất trên hệ thống truyền tải điện. 4.3.1. Khái niệm vector không gian Vector không gian và phép biến hình vector không gian Cho đại lƣợng ba pha cân bằng va, vb, vc, tức thỏa mãn hệ thức: Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 54 va + vb + vc = 0 Phép biến hình từ các đại lƣợng 3 pha va, vb, vc sang đại lƣợng vector theo hệ thức: ⃗ ( ̅ ̅ ) Trong đó: ̅ √ Đƣợc gọi là phép biến hình vector không gian và đại lƣợng vector ⃗ đƣợc gọi là vector không gian của đại lƣợng ba pha. Hằng số k có thể chọn với các giá trị khác nhau. Với k = 2/3 phép biến hình không bảo toàn công suất và với √ là phép biến hình bảo toàn công suất. 4.3.2. Vector không gian của bộ nghịch lƣu áp đa mức: Với bộ nghịch lƣu áp NPC 3 mức trên mỗi pha có 3 trạng thái đóng cắt, do đó có tất cả 27 trạng thái đóng cắt của các khóa bán dẫn trên ba pha. Ứng với mỗi trạng thái đóng cắt này là một vector không gian. Hình 4.16. Bộ nghịch lƣu NPC ba mức và các tổ hợp đóng cắt trên một pha Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 55 Bảng 4.3: Các vector và trạng thái đóng cắt tƣơng ứng (NPC 3 mức) Vector Trạng thái đóng cắt Biên độ Vector Trạng thái đóng cắt Biên độ ⃗⃗ ⃗⃗ 222 111 000 0 ⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ 012 √ ⃗⃗ ⃗⃗ 211 100 ⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ 201 ⃗⃗ ⃗⃗ 221 110 ⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ 210 ⃗⃗ ⃗⃗ 121 010 ⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ 200 ⃗⃗ ⃗⃗ 122 011 ⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ 220 ⃗⃗ ⃗⃗ 112 001 ⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ 020 ⃗⃗ ⃗⃗ 212 101 ⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ 022 ⃗⃗ ⃗⃗ 210 √ ⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ 002 ⃗⃗ ⃗⃗ 120 ⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ 202 ⃗⃗ ⃗⃗ 021 Các vector này khi đƣợc biểu diễn trên mặt phẳng tạo thành một hình lục giác đều nhƣ sau: Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 56 Hình 4.17. vector khôn gian của bộ nghịch lƣu NPC 3 mức Phƣơng pháp điều khiển sáu bƣớc (six step) tạo nên sự dịch chuyển nhảy cấp tuần hoàn của vector không gian giữa sáu vị trí đỉnh của hình lục giác. Điều này làm quá trình điện áp pha tải nghịch lƣu hình thành chứa nhiều thành phần sóng hài bậc cao. Hệ quả là quỹ đạo vector không gian bị biến đổi về pha và biên độ so với trƣờng hợp áp ba pha tải dạng sin. Mặt khác, phƣơng pháp điều chế độ rộng xung dạng sin dù tạo ra điện áp pha tải gần dạng sin nhƣng chỉ có thể đảm bảo phạm vi điều khiển tuyến tính thành phần điện áp cơ bản của pha tải đến biên độ Ud/2. Phƣơng pháp điều chế vector không gian khắc phục các nhƣợc điểm của hai phƣơng pháp nêu trên. Ý tƣởng của phƣơng pháp điều chế vector không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên tục của vector không gian tƣơng đƣơng trên quĩ đạo đƣờng tròn của vector điện áp bộ nghịch lƣu, tƣơng tự nhƣ trƣờng hợp vector không gian của đại lƣợng sin ba pha tạo đƣợc. Với sự dịch chuyển đều đặn của vector không gian trên quĩ đạo tròn, các sóng hài bậc cao đƣợc loại bỏ và quan hệ giữa tín hiệu điều khiển và biên độ áp ra trở nên tuyến tính. Vector tƣơng đƣơng ở đây chính là vector trung bình trong thời gian một chu kì lấy mẫu Ts của quá trình điều khiển bộ nghịch lƣu áp. Hình lục giác tạo bởi các vector không gian đƣợc chia thành những tam giác nhỏ hơn. Trong một chu kỳ lấy mẫu bất kỳ vector tƣơng đƣơng đƣợc tạo thành bằng cách lấy trung bình của các vector gần nhất. Tức là các vector ở đỉnh của tam giác chứa vector tƣơng đƣơng. Các bƣớc giải thuật - Xác định vị trí của vector tƣơng đƣơng. - Xác định các vector cơ bản để tạo đƣợc vector trung bình. Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 57 - Xác định trình tự thực hiện và thời gian tác dụng của các vector cơ bản. Giả sử vector tƣơng đuwng đang nằm trong diện tích 2 trong góc phần 6 thứ nhất. Để tạo vector trung bình ta dùng các vector V1, V2, V3 bằng cách điều khiển để V1 tác dụng trong thời gian T1, V2 tác dụng trong thời gian V2, T3 tác dụng trong thời gian T3 theo hệ thức sau: VTs = V1.T1 + V2.T2 + V3.T3 Trong đó Ts = T1 + T2 + T3 là chu kỳ lấy mẫu. Vấn đề còn lại là xác định thời gian tác dụng T1, T2, T3 của các vector cơ bản. Nếu ta biết đƣợc vector ⃗ dƣới dạng các thành phần vuông góc trong hệ tọa độ , quan hệ giữa các thành phần vector với thời gian duy trì trạng thái vector ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗⃗⃗⃗ có thể đƣợc biểu diễn dƣới dạng ma trận sau: [ ] [ ] [ ] Với , , , , , là các thành phần theo trục tọa độ của các vector ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗⃗⃗⃗ trên hình lục giác. Từ đó, thời gian đƣợc xác định (áp dụng ma trận ngƣợc): [ ] [ ] [ ] Hay ở dạng thời gian tƣơng đối dj = Tj/Ts ; j = 1,2,3 [ ] [ ] [ ] Áp dụng cụ thể vào bốn diện tích hình tam giác trong góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác, chú ý đến vector cơ bản trong mỗi diện tích trên ta thu đƣợc kết quả nhƣ sau: - Trong diện tích (1), vector cơ bản ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ : ( √ ) ( √ ) - Trong diện tích (2), vector cơ bản ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗⃗⃗⃗ ( √ ) ( √ ) Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 58 - Trong diện tích (3), vector cơ bản ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ : ( √ ) ( √ ) - Trong diện tích (4), vector cơ bản ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗⃗⃗⃗ ⃗⃗ ⃗⃗ ( √ ) ( √ ) Nếu vector nằm ở góc phần sáu thứ i so với góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác tính từ vị trí trục thực  , ta có thể quy đổi nó về góc phần sáu thứ nhất để xác đinh thời gian tác động của các vector cơ bản theo hệ thức: [ ] [ ( ) ( ) ( ) ( ) ] [ ] ( ) Một điều cần chú ý là vector ⃗⃗ ⃗⃗ có thể tạo ra từ hai tổ hợp đóng cắt của các khóa bán dẫn là 211 và 100. Các vector nhƣ vậy đƣợc gọi là vector dƣ. Thời gian tác dụng T1 tính đƣợc từ phƣơng trình trên là tổng thời gian tác dụng cảu 2 vector dƣ này. Trong kỹ thuật điều chế vector không gian, các vector dƣ đƣợc điều khiển theo hai cách. Thay đổi trình tự tác dụng của các vector và thay đổi thời gian đóng cắt của các vector dƣ. Thông thƣờng, các vector trên dƣợc điều khiển theo trình tự nhƣ sau: 100  200  210  211  211  210  200  100 với thời gian tác dụng là T1/4  T2/2  T3/2  T1/4  T1/4  T3/2  T2/2  T1/4. Theo đó trong một lần chuyển trạng thái chỉ có một chuyển mạch và hai vector dƣ có thời gian tác dụng bằng nhau, bằng T1/2; điều này làm giảm độ nhấp nhô của dòng diện qua tải. Hình 4.18. Các tam giác tạo bởi các vector cơ bản Trong thực tế sự phân phối thời gian tác dụng của các vector dƣ có thể thay đổi, nghĩa là thời gian tác dụng của chúng có thể không bằng nhau. Sự tồn tại các vector Chƣơng 4: Các phƣơng pháp điều khiển bộ nghịch lƣu áp đa mức 59 dƣ và việc tự do lựa chọn thời gian tác dụng của những vector dƣ này (trong trƣờng hợp này là từ 0 đến T1) đã tạo điều kiện cho các giải thuật mới ra đời. Tƣơng tự nhƣ trƣờng hợp hàm offset trong phƣơng pháp CBPWM. Ví dụ trong trƣờng hợp trên, nếu một trong hai vector dƣ tác dụng trong cả khoảng thời gian T1 thì ta sẽ có trình tự đóng cắt và thời gian tác dụng của các vector nhƣ sau: - t(100) = T1 và t(211) = 0 Trật tự đóng cắt: 100  200  210  210  200  100 Thời gian tác dụng: T2/2  T3/2  T1/2  T1/2  T3/2  T2/2 Giải thuật điều khiển đóng cắt nhƣ trên gọi là giải thuật điều chế gián đoạn. Khi số mức của bộ nghịch lƣu tăng lên, số vector dƣ và mật độ của chúng cũng tăng lên. Điều này cho phép tạo ra nhiều trật tự đống ngắt khác nhau để đạt đƣợc những mục tiêu tối ƣu. Tuy nhiên nó cũng khiến cho việc tính toán trở nên phức tạp, đòi hỏi bộ vi xử lý phải có tốc độ tính toán nhanh và bộ nhớ đủ lớn. Do việc thực hiện giải thuật đòi hỏi phải thiết lập các bảng tra giá trị của góc hoặc để xác định vị trí của vector không gian; và bảng chứa các vector cơ bản tƣơng ứng với góc . Với bộ nghịch lƣu NPC 5 mức (hình 4.7) có 125 trạng thái đóng ngắt ứng với 125 vector không gian đƣợc biểu diễn nhƣ sau: Hình 4.19. Vector không gian của bộ nghịch lƣu NPC 5 mức Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 60 CHƢƠNG 5: THIẾT KẾ, TÍNH CHỌN MẠCH LỰC – MÔ PHỎNG MATLAP - SIMULINK 5.1. Giới thiệu quạt gió hồi lƣu Quạt gió hồi lƣu nhiệt là một thành phần của hệ thống lò quay trong công đoạn nung clinker. Trong các hệ thống lò quay thế hệ cũ với bộ làm nguội kiểu hành tinh thì không có đƣờng thu hồi nhiệt nên không có quạt hồi lƣu. Vì vậy hệ thống cũ không thu hồi lƣợng nhiệt làm mát clinker thải ra để cung cấp cho buồng phân hủy và lò nung, đồng thời không tiết kiệm đƣợc nhiên liệu, làm tăng chi phí sản xuất và gây ô nhiễm môi trƣờng. - Hệ thống lò gồm 4 thành phần cơ bản sau: + Cyclo tháp trao đổi nhiệt + Buồng phân hủy + Ống lò + Bộ làm nguội Trong đó tháp cyclo trao đổi nhiệt thƣờng có từ 4 đến 6 tầng. Tháp cyclo trao đổi nhiệt làm nhiệm vụ sấy và gia nhiệt cho bột liệu trƣớc khi vào buồng phân hủy. Buồng phân hủy đƣợc đặt thẳng đứng. Mục đích của buồng phân hủy là để cho quá trình canxi hóa xảy ra ngoài lò quay. Bộ làm nguội thƣờng dùng trong hệ thống này là bộ làm nguội kiểu ghi vì khi nó mới có cửa ra khí nóng để hồi lƣu. Một phần khí nóng cung cấp cho buồng phân hủy đƣợc lấy từ bộ làm nguội qua ống dẫn gió hồi lƣu. Một phần khí nóng cung cấp cho buồng phân hủy đƣợc lấy từ bộ làm nguội qua ống dẫn gió hồi lƣu. Trƣớc khi dùng cho quá trình đốt, khí nóng hồi lƣu từ máy làm nguội đƣợc trộn với khí lò. Khí lò vào buồng phân hủy theo trục thẳng đứng tại đáy hình con trong khi đó khí hồi lƣu vào theo phƣơng tiếp tuyến tạo ra xoáy trung bình đảm bảo sƣ kết hợp hiệu quả của nhiên liệu, bộ liệu và khí. Nhiệt độ khí trong buồng phân hủy và trong tầng cyclo đáy vào khoảng 8700C đến 9000C, với nhiệt độ này tốc độ canxi hóa của liệu là khoảng 90% đến 95%. Trong hệ thống lò có buồng phân hủy thƣờng quá trình nung trong lò tiêu tốn khoảng 310 – 330kcal/kg clinker, phần chênh lệch với tổng nhiệt lƣợng tiêu thụ đƣợc hồi lƣu tại buồng phân hủy. Điều này làm phân chia nhiên liệu giữa lò và buồng phân hủy vào khoảng 40%/60% đến 45%/55%. Quạt hồi lƣu nằm ở phía cuối của hệ thống lò. Nó ở vị trí ngay sau bộ làm nguội. Nó có nhiệm vụ đẩy khí nóng thải ra của bộ làm nguội trở lại buồng phân huỷ. Lƣu lƣợng khí nóng hồi lƣu về buồng phân huỷ phải đƣợc điều chỉnh thích hợp. Nếu lƣu lƣợng hồi Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 61 lƣu về nhiều quá thì làm cho ap suất trong bộ làm nguội giảm, nhiệt độ giảm nhanh có thể làm ảnh hƣởng đến chất lƣợng clinker. Nếu lƣu lƣợng khí nóng hồi lƣu quá it thì clinker lâu nguội làm ảnh hƣởng đến suet của hệ thống và lƣợng nhiệt đƣa về buồng phân huỷ it không đảm bảo cho quá trình canxi hóa đồng thời làm giảm nhiệt lƣợng của liệu vào lò khí cho phải tăng nhiên liệu vào lò nung. Ở hệ thống cũ thì lƣu lƣợng khí nóng hồi lƣu đƣợc điều chỉnh bằng thay đổi độ mở van trong khi tốc đọ quạt gió là không đổi. Cách điều chỉnh nhƣ vậy gây tổn hao lớn nhất là khi công suất của quạt gió hồi lƣu rất lớn. Ở hệ thống mới ngay nay lƣu lƣợng khí hồi lƣu đƣợc điều chỉnh bằng cách thay đổi tốc độ quạt hồi lƣu. với cách điều chỉnh này thì ngƣời ta dùng hệ truyền động cơ không đồng bộ rơto lồng sóc và biến tần trung áp. Hình 5.1. Sơ đồ hệ thống lò quay nung Clinker Ở đâu nghiên cứu biến tần trung áp cho động cơ quạt hồi lƣu có các thông số sau: - Công suất định mức: Pđm = 2000kW - Điện áp định mức: Uđm = 6kV AC - Dòng điện định mức: iđm = 227A - Tốc độ định mức: nđm = 1470 vòng/phút - Số cặp vực: Pp = 2 - Tần số đinh mức: fđm =50Hz Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 62 - Hệ số công suất: cos = 0,88 - Mômen định mức: Mđm = 12811 N.m - Mômen quán tính: J = 20,6 kg.m2 5.2. Tính toán mạch lực Sơ đồ mạch lực nhƣ hình vẽ Hình 5.2. Mạch lực 5.1.1. Tính chọn van Ta có động cơ có điện áp định mức là 6000V (đây là Udây) và điện áp vào của biến tần là 3 pha 6000V. Đây là bài toán chọn van nên để đơn giản trong việc tính chọn các van của bộ biến đổi, ta giả thiết rằng hiệu suất của các bộ chỉnh lƣu, nghịch lƣu đều bằng 100%. Với giả thiết này thì giá trị dòng điện trung bình đi qua các van tính đƣợc sẽ nhỏ hơn so với thực tế. Do đó, sau này ta cần phải nhân hệ số dự trữ cao để bù đắp lại sai số mà ta đã giả thiết trong quá trình tính toán này. Đối với bộ nghịch lƣu thì ta coi thành phần sóng điện áp ra của nó chỉ là sóng điều hòa bậc 1 (vì nó chiếm tới 96% giá trị điện áp ra). Giá trị điện áp ra sau bộ chỉnh lƣu là: Ud = 2,34.U2 = 2,34. 6000/√ = 8105V Hiệu suất bộ chỉnh lƣu và nghịch lƣu là 100% nên: Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 63 Id = Pd/Ud = 2000000/8105 = 246,6 A Chọn diode cho mạch chỉnh lƣu Điện áp ngƣợc đặt vào van là: Ung_diode = Udây = 6000V Dòng điện trung bình đi qua van là: Idiode = Id/3= 246,6/3 = 82,2 A Điện áp ngƣợc cực đại đặt vào van là Ung_diode_max = KU.Ung_diode = 1,5.6000=9000V Dòng điện trung bình đi qua van là: Idiode_tb = K.Idiode = 2.82,2 = 164,4 A Chọn van cho mạch nghịch lƣu Điện áp ngƣợc đặt lên IGBT Vdev(N-1) √ Trong đó: Uphload là điện áp pha yêu cầu trên tải K là hệ số dự trữ N là số mức của bộ nghịch lƣu Ta có N = 2. Ta chọn k = 1,7 Udev √ √ ( ) Dòng điện qua van IGBT Ta có: P = √ .U.I.cos Nên: √ Chọn hệ số dự trữ là 1,5 Từ đó: Idev = 1,5Pmax/√ = 328,04A Điện áp ngƣợc trên diode song song ngƣợc của IGBT Ta chọn gần đúng nhƣ sau: Udiode_dev = Udev 4146V Dòng điện trên diode song song ngƣợc của IGBT Dòng điện trên diode song song ngƣợc của IGBT phụ thuộc nhiều yếu tố nhƣ dòng điện pha của tải yêu cầu, góc lệch pha giữa dòng điện và điện áp…Tuy nhiên ta có thể tính gần đúng nó bằng dòng điện pha trên tải hay chính là bằng dòng qua tranzitor Idiode = 328,04A Điện áp ngƣợc trên diode kẹp Vdiode_clamp = kd.Ud/(N-1) = 1,3.8105/2 = 5268,25V Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 64 Dòng điện qua diode kẹp Idiode_clamp = ( ) =82,01A Chọn tụ C: Ta chọn tụ C có giá trị càng cao càng tốt Với tính toán nhƣ trên ta chon các van nhƣ sau: Ta chọn diode cho mạch chỉnh lƣu là loại MDM400H65E của hãng HITACHI với các thông số: Imax = 400A Vces = Ung_max = 6500V Vces(sat) = Icp = 800A Tj = Tcp = 125 0 C Ta chọn van cho mạch nghịch lƣu nhƣ sau: Ngày nay các hãng chế tạo thiết bị bán dẫn công suất thƣờng chế tạo IGBT ở dạng module chịu đƣợc điện áp cao dòng điện lớn có tịch hợp sẵn các diode song song ngƣợc. Vì vậy ở đây ta chọn IGBT loại này. Do đó ta không cần chọn diode ngƣợc riêng cho IGBT. Ta chọn IGBT loại MBN600E45A do hãng HITACHI chế tạo có các thông số: Vces = 4500V Vces(sat) = Ic = 600A Icp = 1200A Tj = Tcp = 125 0 C Ta chọn diode kẹp là loại MDM400H65E của hãng HITACHI với các thông số: Imax = 400A Vces = Ung_max = 6500V Vces(sat) = Icp = 800A Tj = Tcp = 125 0 C 5.2.2. Tính toán bảo vệ quá nhiệt cho các van Có 4 loại phát nhiệt trên các van bán dẫn là: - Phát nhiệt trong trạng thái dẫn dòng của van: Khi van dẫn, do có sụt áp trên các pha nên công suất tỏa nhiệt trên van sẽ bằng dòng đi qua van nhân với sụt áp trên van. - Phát nhiệt trong trạng thái không dẫn dòng của van: Khi van không dẫn dòng thì qua van có dòng điện rò. Do đó trên van sẽ có một lƣợng công suất tỏa nhiệt bằng điện áp ngƣợc nhân với dòng rò. - Phát nhiệt trong trạng thái quá độ của van: Cả khi van tắt và van dẫn thì đều có tỏa nhiệt. Khi van đang dẫn dòng mà chuyển sang trạng thái khóa thì dòng điện giảm từ từ về 0. Trong khi đó thì điện áp lại tăng dần từ giá trị điện áp sụt lên giá trị điện áp ngƣợc. Do đó, nó cũng gây ra một lƣợng công suất tỏa nhiệt đang kể. Và trong quá trình ngƣợc lại thì cũng tƣơng tự nhƣ vậy. Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 65 - Phát nhiệt trong qusa trình phát xung mở van (Chỉ đối với những van điều khiển đƣợc): Khi phát xung mở van thì cũng làm nóng cực điều khiển. Tuy nhiên trong 4 loại phát nhiệt cho van này thì loại phát nhiệt đầu tiên là lớn nhất. Do đó, trong quá trình thiết kế ta chỉ cần quan tâm đến loại phát nhiệt này. Tính toán bảo vệ quá nhiệt cho diode mạch chỉnh lƣu 164,4=937,1W Diện tích bề mặt tỏa nhiệt STN= Trong đó: : Tổn hao công suất [W] : Độ chênh lệch nhiệt độ so với môi trƣơng [0C] KM: hệ số tỏa nhiệt đối lƣu bức xạ [W/m 2 . 0 C] Ta chọn nhiệt độ môi trƣờng là Tmt = 40 0 C, nhiệt độ làm việc trên cánh tản nhiệt là Tlv = 100 0 C. =Tlv - Tmt = 100-40=60 0 C Ta chọn km=20 W/m 2 . 0 C Do đó ta có diện tích bề mặt tản nhiệt là STN = 937,1/(20.60)=0,78 m 2 Ta chọn cánh tản nhiệt loại 10 cánh có kích thƣớc mỗi cánh là 20x20 Tổng diện tích của cánh tản nhiệt là: STN = 10.2.0,2.0,2=0,8m 2 Tính toán bảo vệ quá nhiệt cho IGBT mạch nghịch lƣu Tổn thất công suất trên mỗi van: Diện tích bề mặt tỏa nhiệt: Trong đó: là tổn hao công suất [W] là độ chênh lệch nhiệt độ so với môi trƣờng [C] Km là hệ số tỏa nhiệt đối lƣu bức xạ [W/m 2 .C] Ta chọn nhiệt độ môi trƣờng là Tmt = 40 0 C, nhiệt độ làm việc trên cách tỏa nhiệt là Tlv = 100 0 C. Do đó ta có diện tích tản nhiệt loại 10 cánh có kích thƣớc mỗi cánh là 20x20 STN = /(20.60) = 0,7535m 2 Chọn cánh tản nhiệt loại 10 cánh có kích thƣớc mỗi cánh 20x20 Tổng diện tích của cánh tản nhiệt là: STN = 10.2.0,2.0,2 = 0,8m 2 Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 66 5.3. Mô phỏng hệ thống nghịch lƣu 3 mức NPC Mô hình mô phỏng bộ nghịch lƣu 3 mức NPC Hình 5.3. Mô hình mô phỏng Ta mô phỏng theo phƣơng pháp điều khiển độ rộng xung. Nội dung mô phỏng: 1. Mô phỏng với tải R-L 2. Mô phỏng với động cơ chạy trực tiếp 3. Mô phỏng với động cơ chạy theo luật U-f Tần số f đƣợc cho tăng từ 16Hz lên 50Hz trong 3s Thông số động cơ mô phỏng: Pđm = 160KW, Uđm = 400V, f=50Hz, n = 1487 vòng/phút Rs=0,01379 , Ls=Lr=0,0000152H, Rr=0,007728 , Lm=0,00769H Sau khi khởi động 3,5s động cơ mới đc nối vào tải. Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 67 MÔ PHỎNG HỆ THỐNG NGHỊCH LƢU NPC 3 MỨC Hình 5.3. Mô hình mô phỏng hệ thống NPC 3 mức sử dụng Matlap g C E s4c g C E s4b g C E s4a g C E s3c g C E s3b g C E s3a g C E s2c g C E s2b g C E s2a g C E s1c g C E s1b g C E s1a Discrete, Ts = 5e-005 s. powergui Vaz Vbz Vcz Va Vb Vc A B C N Tinhtoan Step Scope4 Scope1 Neutral Voltages1 Line voltages1 a b c A B C LP filter 2nd order1 L1a L1c L1b L1d L2a L2c L2b L2d L3a L3c L3b L3d Khau tao xung [L3c] [L3a] [L2d] [L2b] [L1d] [L1b] [L2c] [L2a] [L3d] [L3b] [L1c] [L1a] [L3b] [L3a] [L2d] [L2c] [L2b] [L2a] [L1d] [L1c] [L3d] [L3c] [L1b] [L1a] Filtered Line voltages1 +udc -udc Chinhluu C2 C1 Tm m A B C Asynchronous Machine SI Units Vbz Vcz Vaz Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 68 5.3.1. Các khâu trong mô hình Hình 5.4. Bộ chỉnh lƣu Hình 5.5. Khâu tính toán 2 -udc 1 +udc v + - Voltage Measurement Scope1 Diode5 Diode4 Diode3 Diode2 Diode1 Diode C ACb AC c AC a 6 Vc 5 Vb 4 Va 3 Vcz 2 Vbz 1 Vaz 4 N 3 C 2 B 1 A v + - v + - v + - v + - v + - v + - i + - i + - i + - Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 69 Khâu tạo răng cƣa Hình 5.6. Răng cƣa 1 Hình 5.7. Răng cƣa 2 Hình 5.8. Đồ thị sóng răng cƣa 1 Urc1 Scope4 Scope3 Pulse Generator 1 s Integrator -K- Gain1 2 Gain 3 Constant 1 Urc2 Scope4 Scope3 Pulse Generator 1 s Integrator -K- Gain1 2 Gain 10 Constant1 3 Constant Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 70 5.3.2. Mô phỏng với tải R-L Thông số tải RL: R = 1000 , L = 0.05H, f= 50Hz Hình 5.9. Điện áp pha mô phỏng với tải R-L Hình 5.10. Điện áp dây mô phỏng vói tải R-L Hình 5.11: Điện áp sau chỉnh lƣu Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 71 5.3.3. Mô phỏng với động cơ điều khiển tốc độ trực tiếp Hình 5.12. Khâu tạo xung khi khởi động trực tiếp Hình 5.13. Đồ thị sóng Uabc 12 L3d 11 L3b 10 L3c 9 L3a 8 L2d 7 L2b 6 L2c 5 L2a 4 L1d 3 L1b 2 L1c 1 L1a Urc2 Urc2 Urc1 Urc1 Udk3 U3 Udk2 U2 Udk1 U1 Sine c Sine b Sine a Scope3 > > > > > > NOT NOT NOT NOT NOT NOT Sina Sinc Sinb abc Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 72 Hình 5.14. Điện áp ra sau chỉnh lƣu Hình 5.15. Đồ thị dòng điện Rotor và dòng Stator khi khởi động trực tiếp Hình 5.16. Đồ thị tốc độ và momen động cơ khi khởi động trực tiếp Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 73 Hình 5.17. Đồ thị điện áp pha Hình 5.18: Đồ thị điện áp dây Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 74 5.3.4. Mô phỏng với động cơ khởi động theo luật U-f Hình 5.19: Khâu tạo xung điều khiển theo luật U-f Hình 5.20. Bộ tạo sóng điều khiển Ua Thay đổi góc lệch pha để tạo ra các sóng sin lệch nhau 1200 12 L3d 11 L3b 10 L3c 9 L3a 8 L2d 7 L2b 6 L2c 5 L2a 4 L1d 3 L1b 2 L1c 1 L1a Urc2 Urc2 Urc1 Urc1 Udk3 U3 Udk2 U2 Udk1 U1 Scope3 > > > > > > NOT NOT NOT NOT NOT NOT 1 Udk1 -K- d2r1 sin Switch Saturation1 <= Relational Operator Product2 Product1 Product 1/2 Gain 50 Constant5 2.5 Constant4 0.3 Constant3 0 Constant2 16 Constant1 2 Constant Clock3 Clock2 Clock1 Add3 Add1 Add Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 75 Tần số f thay đổi từ 16Hz lên 50Hz trong thời gian 3s Ta có dạng sóng: Hình 5.21: Sóng sin điều khiển theo luật U-f Hình 5.22. Đồ thị dòng điện động cơ khởi động theo luật U-f Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 76 Hình 5.23: Đồ thị điện áp và Momen động cơ khởi động theo luật U-f Hình 5.24. Dạng điện áp pha khi khởi động theo luật U-f Chƣơng 5: Thiết kế tính chọn mạch lực – mô phỏng Matlap - Simulink 77 Hình 5.25. Đồ thị dòng điện dây khi khởi động bằng luật U-f 5.3.3. Nhận xét Từ mô phỏng ta nhận thấy điện áp đầu ra các pha có 2 mức và điện áp dây có 5 mức. Điện áp ra từ tải R-L đẹp hơn khi nối với động cơ. Điện áp ra sau chỉnh lƣu khi nối với tải R-L phẳng hơn rất nhiều so với khi nối với động cơ. Dòng khởi động khi điều khiển trực tiếp động cơ lớn hơn nhiều so với khi khởi động bằng phƣơng pháp U-f. Tốc độ động cơ khi điều khiển bằng phƣơng pháp U-f tăng từ từ trong khi phƣơng pháp điều khiển trực tiếp tốc độ tăng nhanh hơn. Momen khởi động động cơ khi điều khiển trực tiếp rất lớn. Khi điều khiển bằng phƣơng pháp U-f, momen nhỏ hơn. Kết luận 78 KẾT LUẬN Sau thời gian nghiên cứu, với sự giúp đỡ tận tình của thầy Dƣơng Văn Nghi và các thầy cô trong bộ môn Tự Động Hóa Xí Nghiệp Công Nghiệp, em đã hoàn thành bài đồ án đúng thời gian. Đồ án “Khảo sát và thiết kế bộ biến tần đa mức tại Công ty Xi măng Hoàng Thạch” bao gồm những nội dung sau: Chƣơng 1: Giới thiệu về động cơ không đồng bộ và các phƣơng pháp điều khiển tốc độ động cơ. Động cơ không đồng bộ hiện đang là loại động cơ đƣợc sử dụng rất rộng rãi. Chƣơng 2: Giới thiệu về các loại biến tần sử dụng van bán dẫn công suất. Chƣơng 3: Nghiên cứu mạch nghịch lƣu của bộ biến tần đa mức. Phân tích cấu trúc và quá trình chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong các cấu trúc nghịch lƣu NPC, FLC, CHB. So sánh ƣu nhƣợc điểm của từng loại cấu trúc. Chƣơng 4: Giới thiệu các phƣơng pháp điều khiển nghịch lƣu áp đa mức. Quan trọng nhất là 2 phƣơng pháp: Điều chế độ rộng xung và phƣơng pháp vectơ không gian. Chƣơng 5: Tính toán chọn van mạch chỉnh lƣu và nghịch lƣu cho biến tần đa mức sử dụng trong quạt hồi lƣu của nhà máy xi măng. Mô phỏng mô hình biến tần 3 mức NPC sử dụng công cụ Matlap. Bài đồ án đã tƣơng đối giải quyết đƣợc các vấn đề đƣợc yêu cầu. Tuy nhiên do còn nhiều hạn chế về kiến thức nên phần thiết kế cho bộ biến tần đa mức đã không thực hiện đƣợc. Mong rằng đề tài này sẽ còn đƣợc các bạn sinh viên khóa sau tiếp tục thực hiện để hoàn thiện hơn đề tài này. Tài liệu tham khảo 79 TÀI LIỆU THAM KHẢO Tiếng Việt [1] Võ Minh Chính, Phạm Quốc Hải, Trần Trọng Minh, Điện tử công suất. NXB khoa học kỹ thuật, 2004. [2] Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn, Cơ sở truyền động điện, NXB khoa học kỹ thuật, 2007. [3] Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn, Phạm Quốc Hải, Dƣơng Văn Nghi, Điều chỉnh tự động truyền động điện, NXB khoa học kỹ thuật, 2006. [4] Nguyễn Văn Liễn, Nguyễn Mạnh Tiến, Đoàn Quang Vinh, Điều khiển động cơ xoay chiều cấp từ biến tần bán dẫn, NXB khoa học kỹ thuật, 2003. [5] Nguyễn Phùng Quang, Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều ba pha, NXB giáo dục, 1998. [6] Phạm Quốc Hải, Hướng dẫn thiết kế mạch điện tử công suất, 2000. Tiếng Anh [1] Bin Wu: High-Power Converters and ac Drives, 2006 [2] Keith Corzine Operation and Design of Multilevel Inverters. University of Missouri, Rolla 2005 [3] Seyed Saeed Fazel Investigation and Comparison of Multi-Level Converters for Medium Voltage Applications, 2007