Kỹ thuật đa anten trong thông tin di động 3G+

như trường hợp một anten thu. 2.7.1.1. Phân tập trễ Kênh vô tuyến thường bị tán thời, tín hiệu truyền từ đầu phát tới đầu thu theo qua nhiều tuyến fading độc lập có trễ khác nhau, mang lại khả năng phân tập đa đường hoặc phân tập tần số tương ứng. Truyền dẫn đa đường mang lại lợi ích về hiệu năng đường truyền vô tuyến, với giả thiết là số lượng đường truyền không quá lớn và sơ đồ truyền dẫn phải chứa công cụ để bù méo tín hiệu ví dụ bằng cách truyền dẫn OFDM hoặc sử dụng bộ cân bằng tiên tiến ở phía thu. Nếu bản thân kênh vô tuyến không tán thời, kỹ thuật đa anten phát có thể được sử dụng để tạo tán thời giả, tương đương là tính chọn lọc tần số giả bằng cách phát các tín hiệu giống nhau với trễ tương ứng khác nhau từ nhiều anten. Bằng cách này, fading từ các anten khác nhau sẽ có độ tương quan thấp, từ đó có thể đạt được phân tập tần số. Loại phân tập trễ này được minh họa trong hình 2.12 với trường hợp 2 anten phát. Trễ tương ứng T sẽ được lựa chọn để đảm bảo phù hợp với tính chọn lọc tần số thông qua băng tần của tín hiệu phát đi. Hình 2.12 minh họa với trường hợp 2 anten phát. Phân tập trễ có thể được mở rộng với nhiều hơn 2 anten phát với trễ tương ứng khác nhau trên mỗi anten. Phân tập trễ bản chất là không thể thấy được ở máy đầu cuối. Ở đó chỉ có thể thấy được một kênh vô tuyến gây ra tán thời. Do đó, phân tập trễ có thể được đưa vào hệ thống truyền thông di dộng một cách dễ dàng mà không cần bất kỳ một sự hỗ trợ đặc biệt nào về chuẩn giao diện vô tuyến. Phân tập trễ cũng được áp dụng trong một số sơ đồ truyền dẫn cơ bản, những sơ đồ này được thiết kế để lợi dụng fading chọn lọc tần số, bao gồm WCDMA và CDMA2000. Hình 2.12. Phân tập trễ 2 anten 2.7.1.2. Phân tập trễ vòng CDD Phân tập trễ vòng CDD tương tự như phân tập trễ, khác ở chỗ là CDD hoạt động theo khối và áp dụng dịch vòng thay vì trễ tuyến tính cho các anten khác nhau. Do đó CDD được áp dụng cho những sơ đồ truyền dẫn dựa trên khối như OFDM và DFTS-OFDM. Trong trường hợp truyền dẫn OFDM, dịch vòng tín hiệu miền thời gian thì tương ứng là dịch pha phụ thuộc tần số trước khi điều chế OFDM như được minh họa trong hình 6.8b. Giống như phân tập trễ, nó cũng tạo ra tính lựa chọn tần số giả ở máy thu. Hình 2.13. Phân tập trễ vòng 2 anten (CDD) 2.7.1.3. Phân tập bằng mã hóa không gian thời gian Mã hóa không gian thời gian là thuật ngữ để chỉ những sơ đồ truyền dẫn đa anten mà ở đó việc điều chế các ký hiệu được ánh xạ sang miền thời gian và không gian (đa anten phát) để đạt được phân tập. Mã hóa khối không gian - thời gian STBC phức tạp hơn sơ đồ phân tập phát không gian- thời gian STTD, STBC là một phần của chuẩn 3G CDMA từ phát hành đầu tiên của nó. Như minh họa trong hình 2.14, STTD thực hiện theo từng cặp ký hiệu điều chế. Các ký hiệu điều chế được phát trực tiếp trên anten đầu tiên. Tuy nhiên, trên anten thứ hai thứ tự của các ký hiệu sẽ đảo lại, đồng thời đảo dấu và chuyển liên hợp phức. Hình 2.14. Phân tập phát không gian- thời gian WCDMA (STTD) Truyền dẫn STTD được biểu thị theo vector như sau: (2.59) Trong đó y2n và y2n+1 là ký hiệu thu trong khoảng 2n và 2n+1. Biểu thức trên được giả thiết là các tham số h1 và h2 không thay đổi trong khoảng 2 ký hiệu kề nhau. Ma trận H là ma trận nhất phân. Ký hiệu phát x2n và x2n+1 sẽ được phục hồi lại bằng cách nhân ma trận W=H-1 với ma trận vector Hình 2.15. Phân tập phát không gian/tần số 2 anten 2.7.1.4. Phân tập dựa trên mã hóa không gian-tần số Mã hóa khối không gian- tần số SFBC cũng giống như mã hóa khối không gian -thời gian chỉ khác nhau là việc mã hóa thực hiện trong miền tần số chứ không phải trong miền thời gian. Vì thế, SFBC được ứng dụng trong OFDM và những sơ đồ truyền dẫn ”miền tấn số”. Không gian – tần số tương đương với STTD (mà được gọi là phân tập phát không gian- tần số SFTD) như được minh họa trong hình 2.15. Khối tín hiệu điều chế (miền tần số) a0, a1, a2, a3,... được ánh xạ trực tiếp sang các sóng mang OFDM trên anten thứ nhất, trong khi khối ký hiệu được ánh xạ sang các sóng mang con tương ứng ở anten thứ hai. Hình 2.16. Tạo búp song cổ điển với độ tương cao anten cao: a) Cấu hình anten. b) Cấu trúc búp sóng So sánh hình 2.15 với nửa trái hình 2.13, ta thấy về bản chất sự khác nhau giữa SFBC với phân tập trễ vòng là ở chỗ khối ký hiệu điều chế miền tần số được ánh xạ như thế nào tới anten thứ hai. Lợi ích của SFBC so với CDD là SFBC cung cấp phân tập ngay ở mức ký hiệu điều chế trong khi CDD phải dựa vào mã hóa kênh kết hợp với đan xen miền tần số để đưa ra phân tập. 2.7.2. Tạo búp sóng phía phát Nếu thông tin về các kênh đường xuống của các anten phát khác nhau, và các thông tin chi tiết hơn về pha của kênh tương ứng được biết ở phía anten phát, thì ngoài khả năng cung cấp phân tập, kỹ thuật đa anten phát còn đưa ra khả năng tạo búp sóng. Nói chung, tạo búp sóng làm tăng cường độ tín hiệu ở phía thu theo hệ số NT, tỷ lệ với số anten phát. Khi thảo luận về sơ đồ truyền dẫn dựa trên đa anten để tạo búp sóng có thể tách riêng giữa hai trường hợp độ tương quan cao và thấp. Độ tương quan cao tức là trong cấu hình anten thì khoảng cách giữa các anten nhỏ như hình 2.16a. Trong trường hợp này, các kênh giữa các anten khác nhau và một máy thu nào đó sẽ giống nhau, giống về fading kênh vô tuyến, ngoại trừ sự khác nhau về pha phụ thuộc hướng. Búp sóng truyền dẫn tổng có thể được lái theo các hướng khác nhau bằng cách áp dụng dịch pha khác nhau cho các tín hiệu được truyền trên các anten khác nhau như minh họa trong hình 2.16b. Tạo búp anten phát với dịch pha khác nhau áp dụng cho các anten có độ tương quan cao thường được gọi là tạo búp phân lớp. Do khoảng cách giữa các anten nhỏ, búp sóng tổng sẽ tương đối rộng và bất kỳ một sự thay đổi nào về hướng búp sóng ( trong thực tế sẽ là sự thay đổi dịch pha ) sẽ được thực hiện chậm. Sự thay đổi này dựa trên các ước tính về hướng máy di dộng đầu cuối xuất phát từ các phép đo đường lên. Ngoài ra, do giả thiết độ tương quan giữa các anten cao, tạo búp phân lớp không thể mang lại khả năng phân tập mà chỉ làm tăng cường độ tín hiệu thu mà thôi. Hình 2.17. Tạo búp sóng dựa trên tiền mã hóa trong trường hợp tương quan anten thấp Độ tương quan giữa các anten thấp tức là khoảng cách giữa các anten khá lớn như minh họa trong hinh 2.17 hoặc phân cực khác nhau. Với độ tương quan thấp, nguyên lý tạo búp cơ bản tương tự như trong hình 2.16, tức là tín hiệu được phát trên các anten khác nhau sẽ được nhân với trọng số phức khác nhau. Tuy nhiên, trái ngược với tạo búp phân lớp, lúc này trọng số anten sẽ mang giá trị phức tức là pha và biên độ của tín hiệu sẽ được thay đổi. Nó phản ánh một thực tế là do độ tương quan thấp nên pha và hệ số tăng ích tức thời trên mỗi anten sẽ không giống nhau. Việc áp dụng các trọng số khác nhau cho các tín hiệu được phát trên các anten khác nhau có thể được biểu diễn dưới dạng vector giống như áp dụng một vector tiền mã hóa cho tín hiệu phát như sau: (2.60) Giả thiết là tín hiệu được phát đi từ các anten khác nhau chỉ bị tác động bởi fading phẳng và nhiễu trắng, tức là sẽ không có tán thời kênh vô tuyến, để công suất tín hiệu thu lớn nhất, các trọng số tiền mã hóa sẽ được lựa chọn theo công thức: (2.61) Đây là liên hợp phức chuẩn hóa của hi để đảm bảo công suất phát tổng cố định. Vì thế vector tiền mã hóa phải : Quay pha tín hiệu phát để bù lại pha kênh tức thời và đảm bảo tín hiệu thu được chỉnh pha. Gán công suất cho các anten khác nhau với quy tắc là công suất cao sẽ được gán anten có điều kiện kênh tốt (độ lợi anten cao) Đảm bảo giữ công suất phát tổng không đổi Sự khác nhau chính giữa tạo búp sóng cổ điển theo hình 2.16 với giả thiết độ tương quan anten cao và tạo búp theo hình 2.17 với giả thiết độ tương quan anten thấp là đối với trường hợp thứ hai thì cần nhiều thông tin về kênh hơn, bao gồm việc ước tính fading tức thời của kênh. Do đó việc cập nhật vector tiền mã hóa được thực hiện trong thời gian tương đối ngắn để cập nhật lại sự thay đổi fading. Khi thay đổi các trọng số của bộ tiền mã hóa cũng phải tính đến fading tức thời bao gồm độ lợi kênh tức thời, tạp búp nhanh như hình 2.17 cũng đưa ra phân tập. Ngoài ra, ít nhất trong trường hợp truyền dẫn dựa trên FDD, với truyền dẫn đường lên và đường xuống thực hiện trong băng tần khác nhau, fading vì thế mà sẽ không tương quan giữa đường lên và đường xuống. Do đó, chỉ máy đầu cuối di động mới xác định fading đường xuống. Máy đầu cuối sẽ báo cáo về ước tính kênh đường xuống cho trạm gốc bằng tín hiệu đường lên. Máy đầu cuối lựa chọn vector tiền mã hóa thích hợp từ một tập hợp hữu hạn các vector tiền mã hóa được gọi là codebook, và báo cáo về trạm gốc. Mặt khác, trong trường hợp TDD, với truyền dẫn đường lên và đường xuống thực hiện trong cùng băng tần nhưng tại các khe thời gian khác nhau, giữa đường lên và đường xuống sẽ có tương quan fading cao. Trong trường hợp này, trạm gốc có thể xác định fading đường xuống tức thời (ít nhất là về mặt lý thuyết) từ các phép đo trên đường lên mà không cần hồi tiếp. Tuy nhiên phải giả thiết máy đầu cuối phát liên tục trên đường lên. Hình 2.18.Tiền mã hóa trên mỗi sóng mang con của OFDM (2 anten phát) 2.8. Ghép kênh không gian Việc sử dụng nhiều anten ở cả phía thu và phía phát được coi như là một cách để cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm/nhiễu và phân tập chống lại fading so với việc chỉ sử dụng nhiều anten ở phía phát hoặc phía thu. Đó có thể được gọi là ghép kênh không gian, cho phép tận dụng hiệu quả hơn tỷ số tín hiệu trên tạp âm/nhiễu và tốc độ dữ liệu tăng lên đáng kể qua giao diện vô tuyến. 2.8.1. Nguyên lý cơ bản Từ các phần trước có thể thấy rõ là kỹ thuật đa anten ở phía thu và phía phát giúp cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm phía thu tương ứng với số lượng anten bằng cách áp dụng kỹ thuật tạo búp sóng ở phát và thu.Trong trường hợp tổng quát với Nt an ten phát và Nr anten thu, tỷ số tín hiệu trên tạp âm có thể tăng lên tương ứng với Nt xNr , và cho phép tăng tốc độ dữ liệu với giả thiết băng thông không giới hạn. Tuy nhiên, nếu trong trường hợp băng thông bị giới hạn trong dải hoạt động thì tốc độ dữ liệu sẽ bão hòa khi băng thông không thể tăng được nữa. Để hiểu về bão hòa tốc độ dữ liệu, xem xét biểu thức cơ bản về dung lượng kênh chuẩn hóa sau đây: (2.62) Bằng phương pháp tạo búp, tỷ số S/N có thể tăng tương ứng với Nt x Nr.. Nhìn chung, khi x nhỏ. Tức là với S/N thấp, dung lượng kênh sẽ tăng theo tỷ số S/N. Với x lớn, , tức là với S/N lớn thì dung lượng kênh sẽ tăng theo hàm logarithm của S/N. Tuy nhiên, trong trường hợp nhiều anten phát và anten thu ở một điều kiện cụ thể, ta có thể tạo ra NL= min (Nt, NR) kênh song song (công suất tín hiệu được chia ra cho mỗi kênh) với tỷ số tín hiệu trên tạp âm giảm xuống NL lần. Dung lượng mỗi kênh được tính như sau: (2.63) Khi đó, dung lượng tổng đối với mỗi cấu hình đa anten được xác định như sau: (2.64) Hình 2.19. Cấu hình anten 2x2 Do đó, trong những điều kiện cụ thể nào đó, dung lượng kênh có thể tăng tuyến tính với số lượng anten, tránh khỏi bị bão hòa tốc độ dữ liệu. Đó được gọi là ghép kênh không gian. Thuật ngữ xử lý anten MIMO thường hay được sử dụng mặc dù thuật ngữ này dùng chung cho tất cả trường hợp đa anten phát và thu, bao gồm cả phân tập phát và thu. Để hiểu được nguyên lý cơ bản mà các kênh song song được tạo ra, ta xem xét cấu hình 2x2 anten bao gồm 2 anten phát và 2 anten thu và giả thiết là tín hiệu được phát chỉ bị ảnh hưởng bởi fading phẳng và nhiễu trắng, tức là không có tán thời kênh vô tuyến. Dựa trên hình 2.19, tín hiệu thu có thể được biểu diễn như sau: (2.65) Trong đó H là ma trận kênh 2x2. Giả thiết không có tạp âm và ma trận H khả đảo, vector và tín hiệu x1 và x2 có thể được phục hồi hoàn toàn ở phía thu mà không có nhiễu giữa các tín hiệu bằng cách nhân vector thu với ma trận W= H-1 (2.66) Biểu thức này được minh họa trong hình 2.20 Hình 2.20. Thu tuyến tính/Giải ghép kênh các tính hiệu được ghép không gian Mặc dù vector có thể được phục hồi hoàn toàn trong trường hợp không có tạp âm, miễn là ma trận H khả đảo, (2.66) cũng chỉ ra rằng các đặc tính của H cũng quyết định phạm vi nào mà việc giải điều chế hai tín hiệu sẽ làm tăng mức tạp âm. Để hiểu về ma trận H thì ta cũng phải hiểu rằng tín hiệu phát đi từ hai anten phát sẽ gây nhiễu cho nhau. Hai anten thu có thể được sử dụng để thực hiện sơ đồ IRC, bản chất là để triệt nhiễu của tín hiệu từ anten thứ nhất lên anten thứ hai và ngược lại. Các hàng của ma trận W thực hiện chức năng này. Trong trường hợp tổng quát, cấu hình đa anten sẽ bao gồm NT anten phát và NR anten thu. Số lượng tín hiệu song song có thể được ghép kênh không gian sẽ lớn hơn NL=min (NT, NR). Có thể hiểu được bằng trực giác là: Hiển nhiên sẽ không thể có nhiều hơn NT tín hiệu được có thể được phát đi từ NT anten phát, tức là số lượng tín hiệu được ghép kênh lớn nhất là NT. Với NR anten thu, số lượng tín hiệu nhiễu có thể bị triệt tiêu lớn nhất là NR-1, tức là số lượng tín hiệu được được ghép lớn nhất là NR. Hình 2.21. Ghép kênh không gian dựa trên tiền mã hóa Tuy nhiên, số lượng các tín hiệu được ghép không gian hay còn gọi là bậc ghép kênh không gian, sẽ nhỏ hơn NL trong những trường hợp sau đây : Trong điều kiên kênh xấu (tỷ số tín hiệu/ tạp âm thấp) thì ghép kênh không gian không có lợi vì dung lượng kênh là một hàm tuyến tính với tỷ số tín hiệu/ tạp âm. Trong trường hợp này, sử dụng đa anten phát và thu cho tạo búp sóng để cải thiện tỷ số tín hiệu/ tạp âm hơn là ghép kênh. Trong nhiều trường hợp, bậc ghép không gian được xác định dựa trên các thuộc tính của ma trận kênh kích thước NR xNT. Những anten thừa sẽ được sử dụng để tạo búp sóng. Sự kết hợp giữa tạo búp sóng và ghép kênh không gian có thể đạt được ghép kênh dựa trên tiền mã hóa. 2.8.2. Ghép kênh dựa trên tiền mã hóa Tiền mã hóa tuyến tính trong ghép kênh không gian tức là xử lý tuyến tính bằng ma trận tiền mã hóa kích thước NT x NL được áp dụng ở phía phát như được minh họa trong hình 2.21 trong trường hợp tổng quát NL bằng hoặc nhỏ hơn NT, tức là NL tín hiệu được ghép kênh và được phát đi bởi NT anten. Chú ý là ghép kênh không gian dựa trên tiền mã hóa có thể được coi là tổng quát cho tạo búp dựa trên tiền mã hóa với vector tiền mã hóa có kích thước NT x 1 thay cho NT x NL. Tiền mã hóa trong hình 2.21 có thể vì hai mục đích sau: Trong trường hợp số tín hiệu ghép không gian bằng số anten phát (NL = NT), tiền mã hóa được sử dụng để “trực giao” các luồng song song, cho phép tăng cường cách ly tín hiệu ở phía thu. Hình 2.22. Trực giao hóa tín hiệu ghép không gian thông qua tiền mã hóa. là giá trị eigen thứ i của ma trận HHH Trong trường hợp số tín hiệu ghép nhỏ hơn số anten phát NL < NT, tiền mã hóa được sử dụng để sắp xếp NL tín hiệu ghép kênh lên NT anten phát bao gồm cả ghép kênh không gian và tạo búp sóng. Để xác nhận rằng tiền mã hóa có thể tăng cường cách ly các tín hiệu ghép kênh, ta biểu diễn ma trận kênh H dưới dạng SVD (2.67) Trong đó, từng cột của V và W tạo nên một tập trực giao và là một ma trận NL x NL với các giá trị đặc trưng NL của HHH là phần tử trên đường chéo. Bằng cách áp dụng ma trận V là ma trận tiền mã hóa ở phía phát và ma trận WH ở phía thu. Nếu ma trận kênh tương ứng là ma trận đường chéo thì sẽ không có nhiễu giữa các tín hiệu ghép kênh ở phía thu. Đồng thời, nếu cả V và W có các cột trực giao, công suất phát cũng như mức độ nhiễu bộ giải điều chế (giả thiết là nhiễu trắng) được thay đổi. Nói một cách rõ ràng hơn, trong trường hợp tiền mã hóa, mỗi tín hiệu thu sẽ có mức chất lượng nào đó, phụ thuộc vào giá trị đặc trưng của ma trận kênh. Điều này chỉ ra lợi ích tiềm tàng của việc áp dụng sự tương thích kết nối động trong miền không gian, tức là lựa chọn tương ứng tỷ lệ mã hóa hoặc sơ đồ điều chế cho mỗi tín hiệu được truyền đi. Trong thực tế, ma trận tiền mã hóa không bao giờ tương ứng với ma trận kênh một cách hoàn hảo, vì luôn có nhiễu giữa các tín hiệu ghép không gian. Nhiễu này có thể được xử lý bằng cách thêm vào bộ thu chức năng xử lý tuyến tính hoặc phi tuyến.. Hình 2.23. Truyền dẫn một từ mã (a) và đa từ mã (b) Để xác định ma trận tiền mã hóa V, cần phải biết về ma trận kênh H. Tương tự như tạo búp sóng dựa trên bộ tiền mã hóa, cách tiếp cận chung là ước tính kênh ở phía thu và quyết định ma trận tiền mã hóa phù hợp từ một tập các ma trận tiền mã hóa khả dụng (codebook). Phía thu sau đó sẽ phản hồi lại thông tin về ma trận tiền mã hóa đã lựa chọn ở phía phát. 2.8.3. Xử lý bộ thu phi tuyến Phần trước đã mô tả về cách sử dụng việc xử lý tuyến tính để phục hồi tín hiệu ghép kênh không gian. Tuy nhiên, để tăng hiệu suất giải điều chế thì có thể áp dụng xử lý bộ thu phi tuyến. Để tối ưu bộ thu có thể sử dụng thuật toán tách sóng ML (Khả năng giống nhất). Tuy nhiên, trong nhiều trường hợp thì thuật toán này khá phức tạp. Do vậy, một số phương án được đề xuất để giảm thiểu độ phức tạp. Một phương pháp phi tuyến khác cho giải điều chế tín hiệu ghép kênh không gian là sử dụng SIC (Triệt nhiễu thành công). SIC yêu cầu các tín hiệu đưa vào phải được mã hóa riêng biệt trước khi ghép kênh không gian. Do vậy thường được gọi là truyền dẫn đa từ mã. Ngược lại với truyền dẫn đa từ mã là truyền dẫn một từ mã, trong đó các tín hiệu ghép kênh được mã hóa cùng nhau.Nó có thể được hiểu một cách tổng quan là dữ liệu xuất phát từ một nguồn nhưng sau đó sẽ được giải ghép kênh thành các tín hiệu khác nhau để có thể ghép không gian trước khi mã hóa kênh. Như trong hình 2.24 đã chỉ ra, với SIC, trước tiên máy thu sẽ giải điều chế và giải mã từng tín hiệu ghép không gian thứ nhất. Dữ liệu sau khi được giải mã chính xác sẽ được mã hóa lại và loại trừ dần trong tín hiệu thu. Do đó, tín hiệu ghép thứ hai có thể được giải điều chế và giải mã mà không bị nhiễu từ tín hiệu thứ nhất (ít nhất là trong trường hợp lý tưởng). Sau đó dữ liệu được giải mã chính xác của tín hiệu thứ hai sẽ được mã hóa lại và trừ dần trong tín hiệu thu trước khi giải mã tín hiệu thứ ba. Các bước cứ thế được tiếp tục thực hiện cho đến khi tất cả các tín hiệu được giải điều chế và giải mã. Hình 2.24. Giải ghép kênh/giải mã tín hiệu ghép không gian dựa trên SIC Rõ ràng là với SIC, tín hiệu đầu tiên được giải mã sẽ ở mức nhiễu cao hơn so với các tín hiệu được giải mã sau này. Như vậy, để thực hiện một cách chính xác hơn thì tín hiệu được giải mã trước phải mạnh hơn những tín hiệu sau. Với giả thiết truyền dẫn đa từ mã như hình 2.23b, điều này có thể thực hiện được bằng cách áp dụng các sơ đồ điều chế và tỷ lệ mã hóa khác nhau đối với các tín hiệu khác nhau. Sơ đồ điều chế bậc thấp, tỷ lệ mã hóa thấp tức là tốc độ dữ liệu thấp sẽ được áp dụng cho tín hiệu được giải mã trước. Kỹ thuật này thường được gọi là Điều khiển tỷ lệ trên anten PARC. 2.9. Tổng kết Trong chương 2, đồ án đã trình bày những kỹ thuật đa anten kinh điển nhất được sử dụng trong hệ thống thông tin vô tuyến nói chung và trong các hệ thống thông tin di động 3G+ (HSPA+ và LTE ) nói riêng. Các sơ đồ MIMO được thiết kế để khai thác tài nguyên nào đó trong môi trường truyền vô tuyến, tốc độ dữ liệu được nâng cao bằng cách truyền nhiều luồng dữ liệu song song. Do đó nhìn chung kỹ thuật đa anten được ứng dụng trong 3G+ với mục đích lớn nhất là tăng tốc độ dữ liệu, nâng cao hiệu suất sử dụng đường truyền vô tuyến. Cụ thể kỹ thuật đa anten trong HSPA+ và LTE sẽ dược trình bày trong chương 3. CHƯƠNG 3 KỸ THUẬT ĐA ANTEN TRONG HSPA+ VÀ LTE 3.1. Mở đầu 3GPP phát hành 7 đưa ra một số đặc tính mới. MIMO là một trong những đặc tính mới và quan trọng của HSPA phát hành 7, được đưa ra để làm tăng tốc độ dữ liệu đỉnh thông qua truyền dẫn đa luồng. Nói một cách tổng quan nhất thì MIMO là sử dụng nhiều anten ở phía phát và phía thu, có thể được sử dụng để phân tập và từ đó tăng tỷ số sóng mang/nhiễu. Tuy nhiên, nhìn chung thuật ngữ này dùng cho trường hợp truyền dẫn đa lớp hoặc đa luồng, nó như một phương tiện để làm tăng tốc độ dữ liệu trong một kênh. Do đó, MIMO hoặc ghép kênh không gian được coi là một phương tiện để cải thiện thông lượng người dùng đầu cuối. Đương nhiên, khi thông lượng người dùng đầu cuối tăng thì sẽ làm tăng thông lượng của hệ thống. Như đã trình bày trong chương trước, các sơ đồ MIMO được thiết kế để khai thác tài nguyên nào đó trong môi trường truyền vô tuyến, tốc độ dữ liệu được nâng cao bằng cách truyền nhiều luồng dữ liệu song song. Tuy nhiên, để đạt được tốc độ dữ liệu cao thì phải thỏa mãn một tỷ số sóng mang trên nhiễu tương ứng ở phía thu. Do vậy, ghép kênh không gian thường được ứng dụng trong những ô nhỏ hoặc gần trạm gốc, bởi vì ở những vị trí này tỷ số sóng mang trên nhiễu thường cao. Còn ở những vị trí mà tỷ số sóng mang trên nhiễu thấp, UE-MIMO sẽ được sử dụng để phân tập thu trong truyền dẫn đơn luồng. 3.2. Kỹ thuật đa anten trong HSPA+ Quá trình tích hợp công nghệ MIMO trong HSPA+ phải mất một thời gian khá lâu. Có rất nhiều phương án được đánh giá và thực hiện. Kết quả cuối cùng là quyết định mở rộng sơ đồ phân tập phát vòng kín của phát hành 99 WCDMA bao gồm cả ghép kênh không gian. Phương pháp này được gọi là D-TxAA (Double Transmit Antenna Array) . Nó chỉ áp dụng được cho kênh chia sẻ đường xuống tốc độ cao HS- DSCH. Truyền dẫn trên hai luồng trở lên được hỗ trợ bởi HSDPA-MIMO. HSDPA- MIMO là một sơ đồ nhiều từ mã và cho phép máy thu triệt nhiễu thành công ở phía thiết bị người dùng .Mỗi luồng sẽ được xử lý tầng vật lý giống nhau : mã hóa, trải phổ và điều chế giống như trong trường hợp HSDPA một lớp tương ứng. Sau khi mã hóa, trải phổ và điều chế, tiền mã hóa tuyến tính sẽ được thực hiện trước khi sắp xếp tới 2 anten phát. Tiền mã hóa mang lại nhiều lợi ích không chỉ với truyền đa luồng mà ngay cả với truyền dẫn một luồng khi sử dụng phân tập phát. Do vậy, tiền mã hóa trong truyền dẫn đơn luồng cũng giống như phân tập phát chế độ vòng kín (sự khác nhau chủ yếu ở báo hiệu và tốc độ cập nhật). Về cơ bản, có thể coi đây là một kiểu tạo búp đơn giản. Ngoài ra, tiền mã hóa còn được sử dụng để làm cho hai luồng tín hiệu gần như trực giao tại phía thu. Nó sẽ làm giảm nhiễu giữa hai luồng tin hiệu cũng như làm giảm việc xử lý tín hiệu số ở phía thu. 3.1.1. Truyền dẫn HSDPA-MIMO Hình 3.1. Xử lý kênh HS-DSCH trong trường hợp truyền dẫn MIMO Để hỗ trợ truyền dẫn hai luồng, kênh HS-DSCH được thay đổi phù hợp để truyền hai khối dữ liệu trên một TTI. Mỗi khối là một luồng dữ liệu. Từng khối sẽ được gắn thêm CRC và được mã hóa riêng. Do sử dụng cả hai khối trong truyền dẫn, HSDPA-MIMO là một sơ đồ đa từ mã. Nó cho phép máy thu SIC trong UE. Cũng giống như truyền dẫn một luồng, việc xử lý mỗi luồng ở tầng vật lý sẽ là thực hiện nhiệm vụ trải phổ. Để tránh khỏi việc lãng phí nguồn mã hóa kênh, cả hai luồng sẽ được mã hóa sử dụng cùng một tập mã nguồn. Ở phía thu, hai luồng này sẽ được tách ra nhờ vào các phương pháp xử lý thích hợp ở phía thu, ví dụ như phương pháp triệt nhiễu. Với D-TxAA, hai luồng dữ liệu độc lập (chính xác hơn là khối truyền dẫn) được truyền đồng thời trên kênh vô tuyến với mã hóa kênh WCDMA giống nhau. Mỗi khối sẽ được xử lý và mã hóa kênh riêng. Sau quá trình trải phổ mỗi luồng có thể coi như tín hiệu trên một anten ảo.Trước khi mỗi tín hiệu anten ảo này được đưa tới anten vật lý, các tín hiệu sẽ được tiền mã hóa dựa trên các trọng số để tối ưu hóa khi truyền trên kênh vô tuyến. Với mỗi luồng, bộ tiền mã hóa chỉ đơn giản là một cặp trọng số. Luồng i sẽ được nhân với trọng số phức wj trước khi đưa tới anten j, trọng số từ w1 đến w4 là các trọng số khả dụng. Hình 3.2. Sơ đồ D-TxAA Sử dụng tiền mã hóa mang lại lợi ích trong một số trường hợp đặc biệt là khi truyền một luồng. Trong trường hợp này, tiền mã hóa mang lại cả phân tập và độ lợi dàn khi cả hai anten phát được sử dụng và các trọng số được lựa chọn sao cho tín hiệu từ hai anten cộng lại tại bộ thu một cách nhất quán. Điều này làm tăng tỷ số sóng mang trên nhiễu máy thu so với việc không tiền mã hóa, do đó làm tăng vùng phủ đối với một tốc độ dữ liệu nào đó. Luồng dữ liệu đầu tiên sẽ được nhân với w1 và w2, luồng thứ hai thì được nhân với w3 và w4. Các trọng số này có thể có giá trị như sau: (3.1) (3.2) (3.3) Trong trường hợp truyền dẫn hai luồng, tiền mã hóa có thể được sử dụng để giúp máy thu tách hai luồng. Nếu các trọng số luồng hai được chọn là vector đặc trưng (trực giao) của ma trận hệ số tại máy thu, hai luồng sẽ không gây nhiễu với nhau. Do đó, khi trọng số cho luồng thứ nhất đã được lựa chọn, trọng số w3, w4 cho luồng thứ hai phải thỏa mãn yêu cầu là tạo ra cột của ma trận tiền mã hóa trực giao. (3.4) w2 có thể có 4 giá trị, tùy theo 4 giá trị của ma trận tiền mã hóa w. Giá trị của ma trận tiền mã hóa sẽ không thay đổi trong suốt một phân khung. Việc cài đặt các trọng số được thực hiện ở node B. Node B lựa chọn các trọng số tối ưu dựa trên báo cáo PCI từ UE trên đường lên. Các bản tin hồi tiếp này sẽ được chỉ rõ trong phần sau. Sau khi nhân với các trọng số, hai luồng dữ liệu được đưa đến bộ cộng trước khi đưa lên anten, vì thế mỗi anten sẽ phát đi một phần của mỗi luồng. Chú ý là hai khối dữ liệu khác nhau sẽ có sơ đồ điều chế và mã hóa khác nhau phụ thuộc vào tốc độ dữ liệu yêu cầu và điều kiện kênh vô tuyến Để thực hiện giải điều chế dữ liệu đã phát đi, UE yêu cầu việc ước tính kênh phải được tiến hành giữa các anten ảo trạm gốc và các anten vật lý ở UE. Như vậy sẽ có tổng số 4 kênh cần được ước tính. Ngoài ra, tín hiệu hoa tiêu có thể được phát đi trên mỗi anten ảo nhưng không cần tương thích với UE, với giả thiết tín hiệu hoa tiêu sơ cấp được phát đi tại anten đầu tiên. Kênh hoa tiêu chung sẽ được truyền đi từ mỗi anten vật lý. Hình 3.3. Mẫu điều chế kênh hoa tiêu chung với A=1+j Có hai trường hợp có thể xảy ra. Thứ nhất là kênh hoa tiêu sơ cấp được cấu hình trên từng anten, sử dụng cùng mã hóa kênh và mã ngẫu nhiên hóa trên tất cả anten.Trường hợp thứ hai là kênh hoa tiêu sơ cấp được cấu hình trên anten đầu tiên, kênh hoa tiêu thứ cấp được cấu hình trên một anten khác. Nói rõ hơn tức là, một anten sẽ phát đi mẫu điều chế anten 1 của kênh P-CPICH. Anten còn lại sẽ phát mẫu điều chế anten 2 của P-CPICH hoặc mẫu điều chế anten 1 của S-CPICH. Trong trường hợp thứ nhất, các mẫu hoa tiêu trực giao sẽ được sử dụng trên các hoa tiêu khác nhau. Cả hai sơ đồ đều cho phép UE ước tính kênh từ anten phát tới anten thu. Với các thông tin về ma trận tiền mã hóa mà node B sử dụng, UE có thể thực hiện ước tính kênh từ mỗi anten ảo tới anten vật lý ở phía thu. Đó là kênh , trong đó (3.5) Trong đó, là ước tính kênh giữa anten vật lý i ở trạm gốc và anten vật lý j ở UE.Do đó, ma trận tiền mã hóa sẽ được báo cho UE trên kênh HS-SCCH. D-TxAA yêu cầu tín hiệu phản hồi từ UE để trạm gốc có thể đưa ra quyết định chính xác khi lựa chọn trọng số tiền mã hóa cũng như sơ đồ mã hóa và điều chế. Trước tiên, UE phải xác định vector tiền mã hóa sơ cấp cho khối truyền dẫn thứ nhất, bao gồm w1 và w=2. Do w1 đã cố định, nên thông tin phản hồi chỉ bao gồm giá trị của w2. 2 bit được sử dụng trên HS-SCCH để báo hiệu cho một trong bốn giá trị của w2. Các trọng số khác trên HS- DSCH thì sẽ được tính theo w2. Thông tin phản hồi này được gọi là thông tin điều khiển tiền mã hóa PCI. Đồng thời,UE cũng khuyến cáo về việc nên truyền một luồng hay hai luồng trong điều kiện kênh hiện thời. Trong trường hợp truyền hai luồng, vector tiền mã hóa thứ cấp bao gồm trọng số w3 và w4 sẽ được tính ở trạm gốc, bởi vì các trọng số này phải trực giao với vector tiền mã hóa sơ cấp w1 và w2. Do đó, UE không cần thiết phải báo cáo về vector thứ cấp. Việc điều chỉnh trọng số tiền mã hóa được thực hiện ở biên của các phân khung. Ngoài ra, UE còn chỉ định về sơ đồ mã hóa và điều chế tối ưu cho mỗi luồng và được báo cáo này được gọi là CQI. Dựa vào các báo cáo PCI/CQI, bộ lập lịch ở trạm gốc sẽ quyết định có thể truyền một luồng hay hai luồng tới UE, và kích thước của gói tin (kích thước khối truyền dẫn ) là bao nhiêu, sơ đồ điều chế nào được sử dụng cho từng luồng. Việc báo hiệu ma trận tiền mã hóa làm đơn giản hơn nhiều cho hoạt động của UE so với việc ước tính các trọng số anten trong trường hợp phân tập phát vòng đóng phát hành 99. Chú ý trong trường hợp chỉ hỗ trợ truyền một luồng do điều kiện kênh, phương pháp cơ bản chính là sơ đồ phân tập phát vòng kín như trong phát hành 99 3.1.2. Điều khiển tốc độ cho HSDPA-MIMO Việc điều khiển tốc độ cho mỗi luồng cũng tương tự như trong trường hợp truyền dẫn đơn luồng. Tuy nhiên, cơ chế điều khiển yêu cầu xác định số luồng truyền đi cũng như xác định ma trận tiền mã hóa. Vì thế, với mỗi TTI, cơ chế điều khiển tốc độ sẽ xác định số luồng, kích thước khối truyền cho một luồng, số lượng mã cho mã hóa kênh, sơ đồ điều chế và ma trận tiền mã hóa. Thông tin này sẽ được đưa đến cho UE trên kênh HS-SCCH, cũng như trong trường hợp không phải là truyền dẫn MIMO. Khi bộ lập lịch thực hiện điều khiển kích thước hai khối truyền dẫn của mỗi luồng, tốc độ dữ liệu của hai luồng này vì thế mà sẽ được điều khiển một cách độc lập. Truyền dẫn đa luồng thường chỉ có lợi khi tỷ số sóng mang trên nhiễu cao và do đó nó được sử dụng để mang lại tốc độ dữ liệu cao nhất. Với trường hợp chỉ cần tốc độ thấp hơn thì sẽ sử dụng truyền dẫn một luồng. Lúc này, hai anten vật lý sẽ thực hiện phân tập và chỉ có một anten ảo mang dữ liệu người dùng. Tương tự như phát hành 6, cơ chế điều khiển tốc độ dựa vào thông tin phản hồi UE có trong đặc tính kênh tức thời Với trường hợp truyền dẫn hai luồng, thông tin về tốc độ dữ liệu trên mỗi luồng phải được biết rõ. Tuy nhiên, khi bộ lập lịch của node B tự do lựa chọn số lượng anten phát đối với một UE thì tốc độ dữ liệu chủ yếu sẽ là tốc độ trong trường hợp truyền dẫn đơn luồng. Lúc này, CQI sẽ được mở rộng để có thể thực hiện báo cáo cho cả hai trường hợp, cũng như là chỉ ra ma trận tiền mã hóa được sử dụng. 3.1.3. HARQ kết hợp mềm cho HSDPA-MIMO Đối với mỗi luồng, việc xử lý HARQ lớp vật lý hay việc sử dụng nhiều quá trình HARQ sẽ tương tự như trường hợp truyền dẫn đơn luồng. Tuy nhiên, khi nhiều luồng được phát trên nhiều anten khác nhau, thì phải có một luồng được thu chính xác, các luồng khác có thể yêu cầu phát lại phần tải trọng. Nếu luồng đầu tiên thu bị lỗi thì việc giải mã luồng thứ hai cũng sẽ không chính xác nếu ta sử dụng SIC. Do đó, trên mỗi luồng, ACK/NAK sẽ được gửi đi từ UE tới Node B. 3.1.4. Tín hiệu điều khiển cho HSDPA-MIMO Để hỗ trợ MIMO, tín hiệu điều khiển ngoài băng sẽ được thay đổi sao cho phù hợp. Còn tín hiệu trong băng thì yêu cầu không được thay đổi trong kết cấu tiêu đề MAC-hs. Đồng thời việc lựa chọn hàng đợi ưu tiên cũng không bị ảnh hưởng khi ứng dụng MIMO. Tuy nhiên, để hỗ trợ hiệu quả cho tốc độ dữ liệu mà MIMO đưa ra, lớp MAC và RLC sẽ được bổ sung thêm một số phân đoạn linh hoạt. Tín hiệu điều khiển ngoài băng sẽ được mang trên kênh HS-SCCH. Khi chức năng MIMO được cho phép ở UE, khuôn dạng phù hợp của HS-SCCH sẽ được lựa chọn sử dụng để cung cấp các thông tin bổ sung. Sẽ có một kênh HS-SCCH mới loại M dành cho khi họat động ở chế độ MIMO. Hình 3.4. Thông tin kênh HS-DSCH khi hỗ trợ MIMO HS-SCCH được phân chia thành hai phần. Phần một được mở rộng để chứa thông tin về số luồng truyền tới UE (một luồng hay hai luồng) và sơ đồ điều chế tương ứng cũng như ma trận nào trong bốn ma trận tiền mã hóa mà node B sử dụng. Còn khuôn dạng phần thứ hai của HS-SCCH sẽ phụ thuộc vào việc sử dụng truyền dẫn một luồng hay hai luồng. Với trường hợp sau, các bit thông tin bổ sung sẽ được phát đi trong phần hai để mang thông tin HARQ và kích thước khối truyền cho luồng thứ hai. Mặc dù số lượng các bit trên kênh HS-SCCH có tăng lên khi chức năng MIMO được cho phép, nhưng hệ số trải phổ của HS-SCCH vẫn được giữ nguyên là 128. Các bit này vẫn sẽ được đặt vừa vặn trong lớp vật lý bằng cách điều chỉnh tỷ lệ phù hợp giữa hai phần của HS-SCCH. Hình 3.3. chỉ ra thông tin kênh HS-DSCH trong trường hợp hỗ trợ MIMO. Thông tin trong ô màu xám là so sánh với phát hành 5. Nếu một khối truyền dẫn được phát đi, các thông tin sau sẽ được kênh HS-SCCH loại M phát đi Thông tin về tập mã kênh (7 bit) Sơ đồ điều chế + thông tin số khối truyền đi (3 bit) Thông tin trọng số tiền mã hóa (2 bit) Thông tin kích thước khối truyền (6 bit) Thông tin quá trình HARQ (4 bit) Phiên bản chùm sao tín hiệu (2 bit) Nhận dạng UE (16 bit) Nếu hai khối được truyền, thông tin sau sẽ được phát đi trên HS- SCCH loại M: Thông tin về tập mã kênh (7 bit) Sơ đồ điều chế + thông tin số khối truyền đi (3 bit) Thông tin trọng số tiền mã hóa cho khối truyền sơ cấp (2bit) Kích thước khối truyền sơ cấp (6 bit) Kích thước khối truyền thứ cấp (6 bit) Thông tin về quá trình H-ARQ (4 bit) Phiên bản chùm tín hiệu cho khối dữ liệu sơ cấp (2 bit) Phiên bản chùm tín hiệu cho khối dữ liệu thứ cấp (2 bit) Nhận dạng UE (16 bit) Thông tin về sơ đồ điều chế và số khối dữ liệu được phát đi sẽ được mã hóa cùng nhau như chỉ ra trong bảng 3.1 Sơ đồ điều chế+số khối truyền tải (3 bit) Sơ đồ điều chế khối sơ cấp Sơ đồ điều chế khối thứ cấp Số khối truyền tải 111 16QAM 16QAM 2 110 16QAM QPSK 2 100 16QAM 1 011 QPSK QPSK 2 000 QPSK 1 Bảng 3.1. Biên dịch thông tin sơ đồ điều chế và thông tin khối truyền tải từ HS-DSCH “Thông tin trọng số tiền mã hóa cho khối dữ liệu sơ cấp” bao gồm trọng số w2 như đã mô tả. Các trọng số khác sẽ được tính theo w2. Báo hiệu cho quá trình HARQ cũng khác với HSDPA trong phát hành 5. Trong phát hành 5, sẽ có trên 8 quá trình HARQ được báo hiệu. Để đảm bảo truyễn dữ liệu liên tục thì phải báo hiệu ít nhất 6 quá trình HARQ. Như vậy, trong truyền dẫn hai luồng MIMO, thì con số nhỏ nhất là 12. Mỗi một quá trình sẽ được xác nhận độc lập. Về mặt lý thuyết, quá trình HARQ trên mỗi luồng hoàn toàn độc lập với nhau. Tuy nhiên, điều này làm tăng thông tin mào đầu một cách đáng kể (8 bit). Do đó, việc kết hợp các quá trình HARQ cần được quan tâm. Để giảm bớt thông tin mào đầu, quá trình HARQ chỉ được báo hiệu cho luồng dữ liệu sơ cấp trong 4 bit, còn HARQ cho luồng thứ hai thì được tính theo quy tắc nhất định. Do đó, sẽ chỉ có một phép ánh xạ một- một giữa quá trình HARQ cho luồng sơ cấp với luồng thứ cấp. Ví dụ về mối quan hệ này được trình bày trong bảng 3.2. Số quá trình HARQ trên luồng sơ cấp 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 Số quá trình HARQ trên luồng thứ cấp 6 7 8 9 10 11 0 1 2 3 4 5 Bảng 3.2. Kết hợp các quá trình HARQ cho truyền dẫn đa luồng (12 quá trình HARQ) Chú ý là chỉ có quá trình HARQ chẵn mới được cấu hình MIMO. 3.1.5. Hỗ trợ kênh điều khiển đường lên MIMO Không chỉ có kênh điều khiển đường xuống, MIMO cũng gây ảnh hưởng tới kênh điều khiển đường lên tức là kênh HS-DPCCH. Tín hiệu điều khiển ngoài băng đường lên bao gồm ACK/NAK, PCI và CQI, được phát đi trên kênh HS-DPCCH. Báo cáo PCI được đưa ra để bổ xung cho báo cáo CQI.. Việc mã hóa kênh cho PCI/CQI và cho HARQ-ACK được thực hiện một cách riêng biệt. Hình 3.5 thể hiện nguyên lý đó. Hình 3.5.Mã hóa kênh cho kênh HS-DPCCH 10 bit bản tin HARQ được biên dịch trong bảng 3.3. Bản tin ACK/NACK được đưa ra cho khối dữ liệu sơ cấp và thứ cấp. Trong trường hợp truyền đơn luồng thì chỉ có một bit ACK/NAK mới được phát đi, khuôn dạng tương tự như trong phát hành 5. Trong trường hợp truyền hai luồng, hai bit ACK/NAK sẽ được mã hóa cùng nhau thành 10 bit và được truyền đi trong một khe trên kênh HS-DPCCH. Bản tin HARQ-ACK w0 w1 w2 w3 w4 w5 w6 w7 w8 w9 Bản tin HARQ-ACK với trường hợp truyền một khối ACK 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 NACK 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 Bản tin HARQ-ACK với trường hợp truyền hai khối Bản tin cho khối sơ cấp Bản tin cho khối thứ cấp ACK ACK 1 0 1 0 1 1 1 1 0 1 ACK NACK 1 1 0 1 0 1 0 1 1 1 NACK ACK 0 1 1 1 1 0 1 0 1 1 NACK NACK 1 0 0 1 0 0 1 0 0 0 PRE/POST PRE 0 0 1 0 0 1 0 0 1 0 POST 0 1 0 0 1 0 0 1 0 0 Bảng 3.3 .Biên dịch HARQ trong hoạt động MIMO Thông tin điều khiển tiền mã hóa PCI bao gồm 2 bit để chỉ ra ma trận nào trong bốn ma trận tiền mã hóa phù hợp nhất với điều kiện kênh ở phía UE. CQI thì chỉ ra tốc độ dữ liệu mà UE khuyến cáo trong trường hợp truyền dẫn sử dụng PCI. Cả hai báo cáo CQI đơn luồng và hai luồng đều có thể được sử dụng khi bộ lập lịch ra quyết định truyền một luồng, thậm chí là hai luồng khi điều kiện kênh cho phép, ví dụ như khi lượng dữ liệu truyền đi không quá lớn. Trong trường hợp này, bản tin CQI một luồng sẽ được yêu cầu. Còn trong trường hợp truyền hai luồng thì hiển nhiên trên mỗi luồng sẽ có một bản tin CQI.. Khi việc phân tích chất lượng dữ liệu một luồng (truyền dẫn đơn luồng) từ bản tin CQI hai luồng quá phức tạp thì hai loại CQI sau sẽ được đưa ra: Loại A, bao gồm PCI, số lượng anten ( một hoặc hai), cũng như là CQI cho từng luồng. Loại B bao gồm PCI và CQI trong trường hợp truyền đơn luồng Với báo cáo loại A, UE sẽ lựa chọn các giá trị CQI1 và CQI2 phù hợp cho mỗi luồng trong truyền hai luồng hoặc các giá trị CQI trong truyền đơn luồng. Sau đó tạo ra giá trị CQI để báo cáo trên kênh HS-DPCCH như sau: (1)với truyền hai luồng (2)với truyền một luồng Với truyền dẫn hai luồng, dựa trên giá trị của CQ1 và CQI2, bảng CQI mới được đưa ra như sau: CQI1 hoặc CQI2 Kích thước khối truyền tải Số hiệu HS-PDSH Điều chế AWGN SINR ttương đương Δ 0 4748 15 QPSK -5.0 1 4748 15 QPSK -3.0 2 4748 15 QPSK -1.5 3 4748 15 QPSK 0 4 6101 15 QPSK 0 5 7564 15 QPSK 0 6 9210 15 16QAM 0 7 10629 15 16QAM 0 8 12488 15 16QAM 0 9 14936 15 16QAM 0 10 17548 15 16QAM 00 11 20251 15 16QAM 0 12 22147 15 16QAM 0 13 22147 15 16QAM 2.0 14 22147 15 16QAM 3.0 Bảng 3.4. Bảng CQI cho UE loại 15 trong trường hợp truyền hai luồng (bản tin loại A) CQI1 hoặc CQI2 Kích thước khối truyền tải Số hiệu HS-PDSH Điều chế AWGN SINR ttương đương Δ 0 4748 15 QPSK -5.0 1 4748 15 QPSK -3.0 2 4748 15 QPSK -1.5 3 4748 15 QPSK 0 4 6101 15 QPSK 0 5 7564 15 QPSK 0 6 9210 15 16QAM 0 7 10629 15 16QAM 0 8 12488 15 16QAM 0 9 14936 15 16QAM 0 10 17548 15 16QAM 00 11 20251 15 16QAM 0 12 22147 15 16QAM 0 13 24222 15 16QAM 0 14 26490 15 16QAM 0 Bảng 3.5. Bảng CQI cho UE loại 16 trong trường hợp truyền hai luồng (bản tin loại A) Với bản tin loại B, CQI sẽ bao gồm 5 bit giống nhau mà những phát hành đầu tiên đã sử dụng. Trong khi với bản tin loại A, CQI bao gồm 8 bit. Trong cả hai loại này, CQI và PCI được gắn với nhau và được mã hóa thành 20 bit sử dụng mã hóa khối như được chỉ ra trong hình 3.6. Cũng giống như trường hợp thông thường- không sử dụng kỹ thuật MIMO, các báo cáo PCI/CQI được truyền trong hai khe của kênh HS-DPCCH. Để có thể thích hợp với các môi trường truyền dẫn khác nhau, N báo cáo PCI/CQI trong M báo cáo sẽ là loại A, M-N báo cáo còn lại là loại B. Tỷ lệ N/M thường được cấu hình bởi báo hiệu RRC. Hình 3.6.Ví dụ về báo cáo PCI/CQI loại A và B cho UE có cấu hình MIMO Việc UE có phải báo cáo CQI loại A hay B không được quyết định bởi các lớp cao hơn. Tỷ lệ báo cáo loại A so với tổng số báo cáo CQI có thể được cấu hình linh động. Tham số AWGN SINR tương đương cho một khối dữ liệu sẽ khác với tham số có thể đáp ứng hiệu suất tỷ lệ lỗi khối đã đề ra. NIR là kích thước bộ đệm ảo mà UE sẽ sử dụng cho việc tính toán CQI. Giá trị PCI báo cáo ở đường lên được tính trong UE theo trọng số tiền mã hóa w2 như bảng 3.6 w2 Giá trị PCI 0 1 2 3 Bảng 3.6. Bảng ánh xạ trọng số tiền mã hóa sang giá trị PCI Giá trị PCI sẽ được phát cùng với giá trị CQI, tức là tổ hợp PCI/CQI. Tổ hợp này được tạo ra như sau: Hình 3.7.Tổ hợp PCI/CQI 3.1.6. Năng lực UE Để cho phép nhiều chế độ hoạt động cho UE, việc hỗ trợ MIMO sẽ không bắt buộc đối với tất cả UE. Mặt khác, do truyền dẫn đa luồng chủ yếu để làm tăng tốc độ dữ liệu đỉnh, cho nên MIMO sẽ là một đặc tính của loại UE cao cấp. Hay nói cách khác, MIMO là một năng lực của UE, tức là không phải tất cả UE đều hỗ trợ MIMO. Những UE thuộc loại mới có hỗ trợ MIMO được đưa ra trong bảng 3.7: Loại 15 và 16 Hỗ trợ MIMO với điều chế QPSK và 16 QAM Không hỗ trợ 64 QAM Tốc độ dữ liệu tối đa của loại 16 là 27,6 Mbps Loại 17 và 18 Hỗ trợ MIMO với điều chế QPSK và 16 QAM Hỗ trợ 64 QAM nhưng không đồng thời với MIMO Tốc độ dữ liệu tối đa của loại 18 là 27,6 Mbps Loại HS-DSCH Số mã HS-DSCH lớn nhất TTI nhỏ nhất Số bit lớn nhất của một khối HS-DSCH trong một TTI Tổng số bit kênh mềm Loại 1 5 3 7298 19200 Loại 2 5 3 7298 28800 Loại 3 5 2 7298 28800 Loại 4 5 2 7298 38400 Loại 5 5 1 7298 57600 Loại 6 5 1 7298 67200 Loại 7 10 1 14411 115200 Loại 8 10 1 14411 134400 Loại 9 15 1 20251 172800 Loại 10 15 1 27952 172800 Loại 11 5 1 3630 14400 Loại 12 5 1 34800 28800 Loại 13 15 1 43128 259200 Loại 14 15 1 43128 259200 Loại 15 15 1 23370 345600 Loại 16 15 1 27952 345600 Loại 17 15 1 34800 (không MIMO) 23370(không 64 QAM) 259200 (không MIMO) 345600(không 64 QAM) Loại 18 15 1 43128(không MIMO) 27952(không 64 QAM) 259200(không MIMO) 345600(không 64 QAM) Bảng 3.7 .UE phát hành 7 từ 15-18 hỗ trợ MIMO 3.3. Kỹ thuật đa anten trong LTE Song song với HSPA, 3GPP cũng được đưa ra một công nghệ truy nhập vô tuyến mới gọi là LTE. LTE hướng tới những trường hợp phổ tần phức tạp hơn và có ít giới hạn hơn về tính tương thích. Do đó, sự cải tiến mạng di dộng thế hệ 3 sẽ bao gồm hai con đường song song (HSPA và LTE), cả hai đều có những đặc điểm riêng đáp ứng những cải tiến truy nhập vô tuyến. Hình vẽ dưới đây mô tả về mối quan hệ giữa HSPA và LTE. Hình 3.8.Quan hệ giữa HSPA và LTE Ngay từ đầu, LTE hỗ trợ đa anten ở cả trạm gốc và máy đầu cuối di động như một thành phần không thể thiếu. Trong nhiều khía cạnh, việc sử dụng kỹ thuật đa anten rất quan trọng để đạt được hiệu năng LTE. Đa anten có thể được sử dụng trong nhiều cách khác nhau với mục đích khác nhau. Sơ đồ MIMO đường lên cho LTE khác với sơ đồ đường xuống vì hạn chế về độ phức tạp máy đầu cuối. Với đường lên, MU-MIMO có thể được sử dụng. Nhiều người sử dụng phát tín hiệu trên cùng khối tài nguyên. Nó còn được gọi là SDMA. Sơ đồ này yêu cầu chỉ có một anten phát ở phía UE. Những UE cùng chia sẻ một khối tài nguyên sẽ phải áp dụng các mẫu hoa tiêu trực giao. Trong phần này giới thiệu kỹ thuật đa anten trên đường xuống của LTE. Hình 3.6 trình bày sơ lược về các bước trong quá trình tạo tín hiệu băng gốc đường xuống LTE bao gồm các bước truyền dẫn MIMO. Hình 3.9. Sơ đồ tổng quát tạo tín hiệu băng gốc đường xuống Đối với đường xuống LTE, số từ mã lớn nhất bằng hai, số anten phát lớn nhất là 4.. Nói cách khác, là trong trường hợp ghép kênh, thì số luồng ghép lớn nhất được quy định là 2. Việc xử lý kênh bao gồm việc Sắp xếp anten, tức là xử lý các khối ký hiệu điều chế từ hai khối đã mã hóa và sau đó sắp xếp lên các anten phát. Việc sắp xếp anten LTE bao gồm hai bước là Sắp xếp theo lớp và Tiền mã hóa. Việc chia thành hai chức năng tách biệt như trên để có thể dễ dàng xác định và biểu diễn các sơ đồ đa anten khác nhau, bao gồm phân tập phát vòng hở, tạo búp sóng và ghép kênh không gian trong một cơ cấu đa anten. Đằng sau những ví dụ về sơ đồ truyền dẫn đa anten là đưa ra việc thực hiện chúng trong cơ cấu đa anten LTE. 3.3.1.Phân tập phát sử dụng mã hóa khối không gian- tần số hai anten SFBC Sắp xếp theo lớp thực hiện giải điều chế các ký hiệu của mỗi từ mã thành một hoặc nhiều lớp. Do đó, số lớp ít nhất là bằng với số khối phát đi. Tiền mã hóa thực hiện trích ra một ký hiệu điều chế từ mỗi lớp, xử lý các ký hiệu này, sắp xếp chúng trong miền tần số và đưa ra anten. Như trên hình vẽ, ta thấy tiền mã hóa thực hiện trên vector kích thước , trong đó mỗi vector bao gồm một ký hiệu từ mỗi lớp. Trong trường hợp mã hóa khối không gian- tần số hai anten, sẽ có một từ mã đơn (tức là không ghép kênh) tương ứng với hai lớp. Sắp xếp theo lớp thực hiện giải điều chế các ký hiệu của từ mã lên hai lớp. Sau đó Tiền mã hóa sẽ áp dụng mã không gian – tần số đối với từng vector Hình 3.10.Mã hóa khối không gian-tần số SFBC trong cơ cấu đa anten LTE 3.3.2. Phân tập trễ vòng CDD Phân tập CDD có thể được sử dụng kết hợp với ghép kênh không gian trong LTE. Các tín hiệu từ các anten sẽ được làm trễ đi. Điều này tạo ra tín hiệu đa dường nhân tạo mà bộ thu nhận được. Do đó, phân tập tần số kênh vô tuyến sẽ được tăng cường. Trong LTE, mạng sẽ lựa chọn các cấu hình CDD khác nhau bao gồm : trễ lớn, trễ nhỏ hoặc zero. 3.3.2. Tạo búp sóng Trong trường hợp tạo búp sóng, có một từ mã tương ứng với một lớp, tức là tầng Sắp xếp theo lớp sẽ trong suốt.Tầng Tiền mã hóa sẽ áp dụng vector tiền mã hóa kích thước NA cho mỗi ký hiệu xi. Hình 3.11.Tạo búp sóng trong trong cơ cấu đa anten LTE 3.3.3. Ghép kênh không gian Ghép kênh không gian cho phép đồng thời phát các luồng dữ liệu khác nhau trên cùng khối tài nguyên. Các luồng này có thể của một người dùng (SU-MIMO) hoặc của nhiều người dùng khác nhau (MU-MIMO). Trong khi SU-MIMO cho phép tăng tốc độ dữ liệu của một người dùng thì MU-MIMO cho phép tăng dung lượng tổng. Trong trường tổng quát sẽ có hai từ mã, NL lớp và NA anten với và . Trong hình vẽ mô tả trường hợp ba lớp NL = 3 và bốn anten NA= 4. Ta thấy là từ mã đầu tiên được sắp xếp vào lớp đầu tiên, trong khi đó, từ mã thứ hai được sắp xếp vào lớp thứ hai và ba. Do đó, số ký hiệu điều chế ở từ mã thứ hai sẽ gấp đôi từ mã thứ nhất để đảm bảo số ký hiệu bằng nhau trên mỗi lớp. Tầng tiền mã hóa sau đó sẽ áp dụng ma trận tiền mã hóa W kích thước NL x NA cho vector ở mỗi lớp. Hình 3.12.Ghép kênh không gian trong khung hoạt động đa anten LTE (NL=3, NA=4) Nhìn chung, ghép kênh không gian LTE thực hiện chủ yếu là tiền mã hóa dựa vào bảng mã (codebook), có nghĩa là đối với một số anten NA và một số lớp NL, sẽ có một tập các ma trận tiền mã hóa được đưa ra để lựa chọn cho phù hợp. Bảng mã cho trường hợp hai anten phát của LTE được đưa ra trong bảng 3.8. Chỉ số bảng mã (codebook) Số lớp 1 2 0 1 2 3 - 4 - 5 - Bảng 3.8. Bảng mã tiền mã hóa cho trường hợp hai anten phát Dựa vào các thông số đo được trên tín hiệu tham chiếu đường xuống ở các anten khác nhau, máy đầu cuối di động quyết định số lớp (hạng) thích hợp và ma trận tiền mã hóa tương ứng. Sau đó, các thông tin này sẽ được báo cáo cho mạng. Mạng sẽ thu nhận các thông tin này nhưng không cần phụ thuộc vào nó khi quyết định lựa chọn hạng và tập ma trận tiền mã hóa sẽ được sử dụng cho truyền dẫn đường xuống thực tế. Mạng thường quyết định chọn một tập hợp các ma trận tiền mã hóa hơn là báo cáo từ máy đầu cuối di động, cho nên mạng cần phải báo hiệu một cách rõ ràng về ma trận tiền mã hóa được sử dụng. Một phương pháp tương tự được sử dụng với trường hợp tạo búp đa anten đường xuống, dựa trên các thông số đo được từ tín hiệu tham chiếu đường xuống của các anten khác nhau, máy đầu cuối quyết định lựa chọn vector tiền mã hóa (vector tạo búp) thích hợp và báo cáo cho mạng. Mạng sẽ thu nhận các thông tin này nhưng không cần phụ thuộc vào nó khi quyết định lựa chọn vector tiền mã hóa sẽ được sử dụng cho truyền dẫn đường xuống thực tế. Cũng giống như ghép kênh không gian, mạng phải báo hiệu rõ ràng vector tạo búp sử dụng đối với máy đầu cuối. 3.3.4. Tín hiệu hoa tiêu truyền dẫn đa anten đường xuống Hình 3.13 là cấu trúc tín hiệu tham chiếu trong trường hợp ghép kênh không gian đường xuống. Hình 3.13. Tín hiệu hoa tiêu ghép kênh không gian đường xuống Trong trường hợp truyền dẫn một luồng, sẽ có nhiều nhất là một khối truyền tải với kích thước động cho mỗi TTI. Trong trường hợp truyền đa luồng, sẽ có trên hai khối truyền tải có kích thước động cho mỗi TTI, trong đó mỗi khối tương ứng với một từ mã. Mặc dù LTE hỗ trợ ghép kênh không gian với 4 anten, nhưng số từ mã giới hạn chỉ có 2. Trong hình 3.13, khi một tín hiệu tham chiếu được phát đi từ một anten thì các anten khác trong cùng một ô sẽ ở trạng thái không sử dụng (Idle). 3.4. Tổng kết Như vậy, trong chương cuối đồ án đã trình bày kỹ thuật đa anten MIMO trong HSPA+ và LTE bao gồm sơ đồ và vấn đề về điều khiển, tín hiệu hoa tiêu… Ngoài ra, còn một số vấn đề liên quan nhưng do hạn chế về nhiều mặt nên đồ án không trình bày được như sơ đồ PACR sử dụng trong HSPA+, hay hiệu năng của MIMO-HSPA, MIMO-LTE.. KẾT LUẬN Sau thời gian nghiên cứu tìm hiểu cùng với sự giúp đỡ tận tình của thầy giáo T.S Nguyễn Phạm Anh Dũng, đồ án đã được hoàn thành và đạt được một số nội dung chính sau: 1. Tìm hiểu về công nghệ mạng truy nhập vô tuyến của 3G+ :HSPA phát hành 7 và LTE về các khía cạnh cơ bản. Trong phần này, đồ án nêu bật các đặc tính cải tiến của HSPA+, các mục tiêu của LTE, tốc độ đường lên đường xuống của các công nghệ này. 2. Nghiên cứu tìm hiểu về kỹ thuật đa anten MIMO: phân tập, tạo búp sóng và ghép kênh không gian. Đồ án tập trung vào các kỹ thuật được ứng dụng nhiều nhất trong hệ thống 3G và phát triển 3G. 3. Các sơ đồ MIMO cơ bản trong HSPA+ và LTE cùng các vấn đề có liên quan: tín hiệu điều khiển, tham chiếu anten.. Hướng nghiên cứu tiếp theo của đồ án là kỹ thuật đa anten trong 3GPP phát hành 8. Với thời lượng và kiến thức còn hạn chế nên đồ án tốt nghiệp đã không trình bày được hết các vấn đề và không tránh khỏi những thiếu sót, em rất mong nhận được sự đóng góp ý kiến của thầy cô giáo và bạn bè để đồ án được hoàn thiện hơn. Một lần nữa, em xin chân thành cảm ơn thầy giáo TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng đã tận tình hướng dẫn em trong quá trình học tập, tìm hiểu, nghiên cứu. Em xin chân thành cảm ơn các thầy cô giáo, gia đình và bạn bè đã động viên giúp đỡ trong quá trình học tập và nghiên cứu tại Học viện cũng như để hoàn thành đồ án này. TÀI LIỆU THAM KHẢO 1.Erik Dahlman, Stefan Parkvall, Johan Skold and Per Beming, 3G evolution HSPA and LTE for Mobile Broadband, Elsevier, 2007. 2.TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng,Thông tin di động, Giáo trình, Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông, NXB Bưu điện,2001. 3.TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng, WiMax, Giáo trình, Học viện công nghệ Bưu chính viễn thông,2-2008. 4.Ari Hotimen, Olav Tirkkonen, Risto Wichman, Multi Antenna Transceiver for 3G and Beyond, John Wiley &Son,2003. 5. Harri Holma, Antti Toskala, WCDMA for UMTS- HSPA evolution and LTE, Wiley, 2007. 6.3GPP TS 25.211, Physical channels and Mapping of Transport channels onto physical channels (FDD),Release 7.