Luận án Nghiên cứu, thiết kế, chế tạo thiết bị thu mặt đất với cơ chế tự động phát hiện và bám vệ tinh dùng cho hệ thống thông tin vệ tinh Vinasat

giá trị <-5dB trong dải 3,6 – 4,2GHz và có giá trị nhỏ nhất là -18dB tại tần số 4GHz. Tuy nhiên kết quả đo đạc lại tốt hơn so với kết quả mô phỏng. Tương tự như vậy kết quả mô phỏng hệ số phản xạ đầu ra hẹp và có giá trị nhỏ nhất là -27dB tại tần số 3,95GHz. Kết quả đo đạc lại có giá trị tương đối tốt. Lý giải về điều này như sau: Quá trình mô phỏng mạch dựa vào các tham số mạch 88 dải và mô phỏng trong điều kiện lý tưởng, tuy nhiên khi chế tạo các tham số của mạch dải có thể có sai số, ảnh hưởng ký sinh mối hàn, linh kiện dẫn đến hệ số phản xạ đầu vào và ra tốt hơn so với kết quả mô phỏng. Tuy nhiên sự chênh lệch này không nhiều và có thể chấp nhận được đối với lĩnh vực siêu cao tần. Hình 3.21 thể hiện sơ đồ đo hệ số tạp âm của mạch khuếch đại LNA sử dụng thiết bị phân tích tạp âm. Hình 3.21 Sơ đồ đo hệ số tạp âm của mạch Kết quả đo hệ số tạp âm của mạch khuếch đại 2 tầng đạt giá trị nhỏ hơn 0,9dB trong dải tần 3,4 GHz đến 4,2 GHz. Hình 3.22 Kết quả đo tạp âm của mạch. Trong mạch khuếch đại, ngoài các tham số độ lợi, hệ số tạp âm ta còn xét đến độ tuyến tính của mạch. Độ tuyến tính là tiêu chí xác định giới hạn trên của công suất đầu vào mạch khuếch đại, nó xác định dải động của máy thu. Độ tuyến 89 tính của bộ khuếch đại được mô tả bằng nén 1dB (P1dB) và điểm chặn đầu vào bậc ba (IIP3). Điểm nén 1dB được định nghĩa là tại mức tín hiệu đầu vào mà độ lợi giảm xuống 1dB do mạch đạt trạng thái bão hòa. Kết quả trên Hình 3.23 cho thấy P1dB = -4dBm Hình 3.23 Điểm nén 1dB (P1dB) của mạch khuếch đại LNA Để đo IIP3 ta sử dụng 2 tín hiệu có công suất -20dBm, với khoảng cách 1 MHz và tần số quét từ 1 - 10 GHz. Kết quả đo giá trị IIP3 thể hiện trên Hình 3.24, từ hình vẽ ta thấy rằng IIP3 đạt giá trị 5dBm. Hình 3.24 Điểm nén đầu vào bậc 3 (IIP3) 90 Mạch khuếch đại tạp âm thấp làm việc ở chế độ A, tín hiệu thu được từ vệ tinh có giá trị rất nhỏ do vậy với giá trị P1dB và IIP3 như trên thì mạch khưếch đại có độ tuyến tính cao. Bảng 3.1 So sánh với công trình liên quan Tham số Trích dẫn số [10] Kết quả chế tạo Tần số 3,4 – 4,2GHz 3,4 – 4,2GHz Hệ số tạp âm 1,0 dB 0,9 dB S 21 10,0 dB 21,4 dB S 12 - 20 dB - 40 dB S 11 - 10 dB - 16,47 dB S 22 - 10 dB - 24,55 dB Từ bảng 3.1 cho thấy kết quả của giải pháp đã đề xuất đạt được hệ số tạp âm và tham số S tốt hơn. 3.2.3 Giải pháp thiết kế mạch khuếch đại tạp âm thấp sử dụng hồi tiếp âm. Cấu trúc mạch khuếch đại tạp âm thấp sử dụng hồi tiếp đề xuất sử dụng 2 tầng như Hình 3.4. Để tăng độ rộng băng tần khuếch đại và giảm tạp âm thì tầng 1 đề xuất thiết kế mạch khuếch đại sử dụng hồi tiếp âm, tầng 2 thiết kế để tăng hệ số khuếch đại. Mạch khuếch đại hồi tiếp sử dụng điện trở nối tiếp và song song thể hiện trên Hình 3.25 [22]. Hình 3.25 Mạch khuếch đại FET sử dụng hồi tiếp âm Tham số S21 của mạch được xác định như sau: 91 (3.18) (3.19) Trong đó gm và Z0 là độ hỗ dẫn của transistor và trở kháng đặc tính 50Ω. Giả sử trong điều kiện phối hợp lý tưởng S11=S22=0 ta có: (3.20) Từ công thức (3.20) có thể thấy rằng độ hỗ dẫn nhỏ nhất có thể đạt được khi R1 = 0 do vậy ta có thể xác định được gm(min): (3.21) Từ công thức (3.20) ta có thể tính được R2: | | (3.22) Từ công thức (3.22) cho thấy giá trị S21 chỉ phụ thuộc vào giá trị R2 mà không phụ thuộc vào tham số S của transistor. Do vậy dải khuếch đại và độ bằng phẳng của hệ số khuếch đại có thể đạt được nhờ mạch hồi tiếp âm. Để thực hiện quá trình hồi tiếp âm thì một cuộn cảm L được nối tiếp với điện trở R2 để đảm bảo pha của tín hiệu hồi tiếp ngược pha với tín hiệu vào. Sử dụng transistor SPF3043 với các tham số S được cho ở Bảng 3.2. Nhiệm vụ thiết kế tầng đầu mạch khuếch đại tạp âm thấp, dải rộng với hệ số khuếch đại G >10dB. Bảng 3.2 Tham số S của transistor SPF3043 trong dải 3,4 – 4,2GHz FREQ S11 S21 S12 S22 GHZ MAG ANG MAG ANG MAG ANG MAG ANG 3,4 0,6313 -91,115 6,880 102,19 0,0579 50,086 0,4089 -45,918 3,7 0,5950 -97,975 6,598 96,856 0,0605 48,092 0,3863 -49,291 3,8 0,5713 -102,54 6,456 93,297 0,0623 46,762 0,3716 -51,540 4,2 0,5483 -108,27 6,195 88,519 0,0650 45,273 0,3575 -54,799 92 Hình 3.26 Sơ đồ mạch khuếch đại tạp âm thấp sử dụng hồi tiếp âm Từ Bảng 3.2 ta thấy hệ số khuếch đại nhỏ nhất là 15,8dB ở tần số 4,2GHz. Do vậy nếu đạt G = 10dB thì S21 = -3,16, do vậy R2 = 208 Ω, gm = 83 mS. Mạch khuếch đại tạp âm thấp sử dụng hồi tiếp với thiết kế mạch phối hợp trở kháng được thể hiện trên Hình 3.26. Sử dụng phần mềm ADS kết hợp với file thông số S-parameter SPF3043.s2p để mô phỏng, kết quả mô phỏng các tham số của mạch khuếch đại thể hiện ở các hình sau: Hình 3.27 Kết quả mô phỏng tham số S 93 Kết quả mô phỏng cho thấy hệ số khuếch đại của mạch khuếch đại 2 tầng đạt giá trị lớn hơn 34,467 dB trong dải khuếch đại rộng. Hệ số khuếch đại ngược đạt -42,744dB. Kết quả phối hợp trở kháng của mạch khuếch đại 2 tầng tương đối tốt. Hình 3.28 Kết quả mô phỏng hệ số tạp âm Hệ số tạp âm của mạch khuếch đại nhỏ hơn 1,11dB trong dải khuếch đại và đạt giá trị nhỏ nhất là 0,795 dB ở tần số 3,75 GHz. Sử dụng phần mềm ADS để thiết kế layout mạch, thực hiện chế tạo mạch với sự hỗ trợ các thiết bị trong phòng thí nghiệm. Kết quả mạch thực tế thể hiện trên Hình 3.29. Hình 3.29 Mạch khuếch đại sử dụng hồi tiếp Thực hiện phân cực cho transistor với điện áp phân cực UGS = -0,8V và UDS = 5V để transistor làm việc ở chế độ A. Kết quả được kiểm tra trên máy phân tích mạng Vector network analyzer 37369D với các tham số của mạch thể hiện trên hình vẽ dưới: 94 Hình 3.30 Hệ số khuếch đại của mạch LNA (S21) Hình 3.31 Hệ số khuếch đại ngược của mạch LNA (S12) Từ kết quả đo cho thấy hệ số khuếch đại của mạch lớn hơn 23,28dB trong dải tần rộng và khá bằng phẳng, giá trị lớn nhất đạt 25,49dB tại tần số 4,05GHz. Tương tự như kết quả mạch khuếch đại tạp âm ở mục 3.2.2 hệ số khuếch đại của mạch đo được nhỏ hơn so với kết quả mô phỏng, nhưng trong thiết kế mạch siêu 95 cao tần đây là giá trị rất tốt đối với mạch khuếch đại 2 tầng. Hệ số S12 có giá trị rất tốt nhỏ hơn -42 dB trong cả dải tần làm việc. Hình 3.32 Hệ số phản xạ đầu vào (S11) Kết quả đo và kết quả mô phỏng hệ số phản xạ đầu ra S11 đều có giá trị <-12dB trong cả dải tần công tác 3,4 – 4,2GHz. Hình 3.33 Hệ số phản xạ đầu ra (S22) 96 Tương tự như vậy hệ số phản xạ đầu ra đo được và kết quả mô phỏng đều nhỏ hơn –11,85 dB trong dải tần làm việc với giá trị nhỏ nhất xấp sỉ nhau. Hình 3.34 Kết quả đo hệ số tạp âm của mạch Hệ số tạp âm của mạch khuếch đại sử dụng hồi tiếp âm có giá trị nhỏ hơn 1 dB trong dải tần 3,4 GHz đến 4,2 GHz. Kết quả này cũng tốt hơn so với công trình số [49], [24]. 3.3 Giải pháp thiết kế mạch khuếch đại trung tần. Tương tự việc thiết kế mạch khuếch đại tạp âm thấp, việc thiết kế mạch khuếch đại trung tần ưu tiên để tăng độ lợi và băng thông của mạch khuếch đại vẫn đảm bảo hệ số tạp âm, độ ổn định của mạch. Mạch khuếch đại trung tần làm việc trong băng L có dải tần rộng từ 950MHz đến 2150MHz, dải tần này nhằm đáp ứng được yêu cầu khi kết nối với bộ chuyển tần nhiễu thấp băng C hoặc băng Ku. Để mở rộng dải tần làm việc và tăng hệ số khuếch đại, giải pháp thiết kế mạch khuếch đại trung tần là sử dụng mạch khuếch đại 2 tầng. Trong đó tầng đầu thiết kế mạch mắc kiểu cascode để mở rộng dải thông, và tầng 2 giúp tăng hệ số khuếch đại. Sử dụng tham số S của transistor SPF3043 ở tần số trung tâm của băng tần là 1,5 GHz để thực hiện thiết kế mạch phối hợp trở kháng vào và ra. Bảng tham số S mắc đơn và mắc kiểu cascade được cho ở bảng dưới đây. 97 Bảng 3.3 Tham số S của transistor SPF3043 ở tần số 1,5 GHz FREQ S11 S21 S12 S22 GHZ MAG ANG MAG ANG MAG ANG MAG ANG 1,5 0,872 -39,639 9,248 142,63 0,033 67,353 0,580 -23,659 Bảng 3.4 Tham số S của mạch mắc Cascode ở tần số 1,5 GHz FREQ S11 S21 S12 S22 GHZ MAG ANG MAG ANG MAG ANG MAG ANG 1,5 0,868 -41,094 8,965 142,244 0,032 65,967 0,518 -22,659 Hình 3.35 Sơ đồ mạch khuếch đại trung tần băng L Để tăng dải thông của mạch khuếch đại thì phương pháp phối hợp trở kháng sử dụng là mạch phối hợp trở kháng dùng phần tử tập trung L, C mắc kiểu T. Sơ đồ mạch thiết kế thể hiện trên Hình 3.35. 98 Kết quả mô phỏng tham số S cho thấy hệ số khuếch đại của mạch lớn hơn 46dB và khá bằng phẳng. Phối hợp trở kháng đầu vào và đầu ra dịch ở tần số 1,2 GHz và 1,47 GHz với dải phối hợp khá rộng. Hình 3.36 Kết quả mô phỏng tham số S Hình 3.37 Hệ số tạp âm của mạch khuếch đại Mạch phối hợp trở kháng sử dụng các phần tử tập trung L, C nên một số linh kiện có giá trị khác so với giá trị trong thực tế vì các nhà sản xuất chỉ sản xuất một số giá trị tiêu chuẩn cho trước. Do vậy để chế tạo mạch ta cần phải chuyển đổi sang mạch có các phần tử phân bố sử dụng mạch vi dải. Sử dụng phương pháp chuyển đổi Richard và Kuroda để chuyển đổi mạch sử dụng phần tử tập trung sang mạch sử dụng phần tử phân bố dùng mạch vi dải FR4, sơ đồ mạch thể hiện trên Hình 3.38. 99 Hình 3.38 Sơ đồ mạch khuếch đại trung tần sử dụng mạch vi dải Thực hiện chế tạo mạch, tiến hành cấp nguồn và đo tham số S trên máy phân tích mạng Vector network analyzer 37369D. Hình 3.39 Hệ số khuếch đại của mạch IF (S21) 100 Kết quả đo thể hiện trên hình 3.39 cho thấy hệ số khuếch đại của mạch lớn hơn 32,02dB và khá bằng phẳng trong một dải rất rộng từ 0,94GHz đến 2,15GHz. Hệ số khuếch đại lớn nhất đạt 33,19dB tại tần số 1,4GHz. Hệ số khuếch đại của mạch đo được nhỏ hơn rất nhiều so với kết quả mô phỏng tuy nhiên với thiết kế siêu cao tần thì kết quả đo được là tốt và khá bằng phẳng trên dải tần rộng. Hình 3.40 Hệ số khuếch đại ngược của mạch IF (S12) Hệ số khuếch đại ngược có giá trị nhỏ hơn -37dB trong dải tần công tác và có giá trị lớn hơn so với kết quả mô phỏng. Hệ số phản xạ đầu vào đo được có giá trị nhỏ hơn -10,22dB trong dải tần 0,95GHz – 2,15GHz, đạt giá trị nhỏ nhất là -26,05dB tại tần số 1,575GHz. Kết quả đo đạc và mô phỏng cho thấy dải phối hợp trở kháng rộng tuy nhiên giá trị phản xạ đầu trong dải nhỏ hơn -8,98dB và đạt giá trị nhỏ nhất là -26,91dB tại tần số 1,2GHz. 101 Hình 3.41 Hệ số phản xạ đầu vào (S11) Hình 3.42 Hệ số phản xạ đầu ra (S22) Hệ số phản xạ đầu ra đo được có giá trị tương đối tốt và có dạng phù hợp với kết quả mô phỏng, tuy nhiên giá trị phản xạ đầu ra đều nhỏ hơn -10dB. 102 Hình 3.43 Kết quả đo tạp âm của mạch. Kết quả đo hệ số tạp âm của mạch nhỏ hơn 1,5dB trong dải khuếch đại 950MHz đến 2100MHz. Đây là giá trị tương đối tốt so với kết quả ở công trình số [24] với dải thông rộng hơn, hệ số khuếch đại cao hơn. Bảng 3.5 So sánh với một số công trình liên quan Tham số Trích dẫn số [30] Trích dẫn số [70] Kết quả chế tạo Tần số 1-2GHz 1-2GHz 950 – 2150MHz Hệ số tạp âm 1,0 dB 1,5 dB 1,5 dB S 21 15 dB 35 dB 32,02 dB S 12 - 37.22 dB S 11 - 15 dB -10 dB - 10.42 dB S 22 - 15 dB -10 dB - 10.37 dB Từ bảng so sánh trên cho thấy kết quả chế tạo có tham tham số gain tốt hơn trích dẫn số [30], tuy nhiên với bộ khuếch đại thực tế ở trích dẫn số [70] kết quả về độ lợi của mạch nhỏ hơn 3dB. 3.4 Giải pháp thiết kế mạch lọc thông dải Có nhiều phương pháp thiết kế mạch lọc thông dải sử dụng mạch dải ví dụ như: Mạch lọc cộng hưởng ghép đầu cuối, mạch lọc cộng hưởng ghép song song, mạch lọc kiểu răng lược, mạch lọc Tuy nhiên trong luận án này, sử dụng mạch 103 lọc thông dải kiểu cộng hưởng ghép song song vì mạch có cấu tạo gọn nhẹ. Cấu trúc của mạch cộng hưởng nửa bước sóng ghép song song thể hiện trên Hình 3.44 [2]. Hình 3.44 Mạch lọc cộng hưởng nửa bước sóng ghép song song Sử dụng các công thức sau để tính toán mạch cộng hưởng nửa sóng. 10o 01 g2g .FBW Y J   (3.23) 1jj11o 1nn, gg2 .FBW Y J     ntoj (3.24) 1nno 1nn, g2g .FBW Y J     (3.25) Trong đó: g0, g1, .., gn là hệ số của bộ lọc thông dải; FBW là tỉ số băng tần; Jj,j+1 là dẫn nạp đặc tính của ma trận đảo J và Y0 dẫn nạp đặc tính của đường truyền. 2 j,j 1 j,j 1 oe j,j 1 0 0 0 1 J J (Z ) 1 Y Y Y                (3.26) 2 j,j 1 j,j 1 oo j,j 1 0 0 0 1 J J (Z ) 1 Y Y Y                (3.27) Với j = 0 đến n 104 Mạch lọc thông dải được thiết kế ở tần số trung tâm là 3,8GHz với độ rộng băng tần là 800MHz do vậy tỉ số băng tần FBW = 0,8/3,8 = 0,21. Thiết kế này sử dụng bộ lọc chebyshev bậc 3 với độ gợn trong băng 0,1dB. Các hệ số của bộ lọc chebyshev có được từ [33]:g0 = g4 = 1 ; g1 = g3 = 1,0316 ; g2 = 1,1474 Giá trị trở kháng ở chế độ chẵn và lẻ được tính toán nhờ công thức 3.26 và 3.27. Kết quả thể hiện trong Bảng 3.6. Bảng 3.6 Trở kháng chế độ chẵn và lẻ của mạch lọc j Z0.Jj,j+1 Trở kháng chế độ chẵn (Zoe)j, j+1 Trở kháng chế độ lẻ (Zoo)j, j+1 0 0,565475 94,26192 37,71435 1 0,3031978 69,756335 39,43655 2 0,3031978 69,756335 39,43655 Sử dụng công cụ Linecalc của phần mềm Advanced Design System để tính toán khoảng cách giữa bộ cộng hưởng ghép, chiều dài và rộng của bộ cộng hưởng nửa bước sóng. Kết quả tính toán thể hiện trong Bảng 3.7. Bảng 3.7 Chiều dài, rộng và khoảng cách của các bộ cộng hưởng ghép song song j Khoảng cách cộng hưởng Sj, j+1 Chiều rộng (mm) /2 (180) (mm) 0 0,20088 1,48681 10,8702 1 0,49296 2,29419 10,5319 2 0,49296 2,29419 10,5319 Để giảm suy hao qua mạch lọc ta phải giảm khoảng cách giữa các bộ cộng hưởng /2. Sử dụng phần mềm ADS để tối ưu hóa các tham số của mạch lọc, mạch hoàn thiện thể hiện trên Hình 3.45. Hình 3.45 Sơ đồ mạch lọc thông dải ở tần số 3.8 GHz 105 Sử dụng phần mềm ADS2009 để mô phỏng mạch mạch lọc ở chế độ đường truyền lý tưởng. Kết quả mô phỏng thể hiện trên Hình 3.46. Hình 3.46 Tham số S đối với đường truyền lý tưởng. Mạch lọc được chế tạo bằng mạch dải FR4 có các thông số: Hằng số điện môi r = 4,34; độ dày của lớp đồng là t = 0,035mm; độ dày của lớp điện môi h=1,6mm. Kết quả mô phỏng sử dụng mạch dải FR4 thể hiện trên Hình 3.47. Hình 3.47 Kết quả mô phỏng tham số S sử dụng FR4 Kết quả cho thấy mạch lọc có hệ số phản xạ nhỏ trong dải tần 3,4GHz – 4,2GHz và độ suy hao –2,254 dB với đường truyền lý tưởng và -2,666 dB với mạch dải FR4. Sau khi mô phỏng, kết quả thiết kế mạch in, thực hiện chế tạo 106 mạch trong phòng thí nghiệm dùng máy phay LPKF Protomat C40 và các thiết bị hỗ trợ, kết quả mạch thể hiện trên Hình 3.48. Hình 3.48 Mạch lọc thông dải hoàn thiện Các tham số mạch lọc được đo trên máy phân tích mạng Vector network analyzer 37369D thể hiện trên hình dưới đây: Hình 3.49 Hệ số suy hao trong băng và ngoài băng của mạch lọc 107 Hình 3.50 Kết quả đo hệ số phản xạ S11 Suy hao trong băng khoảng -2,2dB và suy hao ngoài băng ở tần số 3GHz là -31 dB và tại tần số 4,6 GHz là -26 dB. Hệ số phản xạ cho kết quả tốt so với giá trị mô phỏng. 3.5 Giải pháp thiết kế bộ tạo dao động nội và bộ tổng hợp tần số Trong hệ thống thu thông tin, nếu bộ dao động có độ ổn định thấp tức là nhiễu pha lớn sẽ gây nên hiện tượng pha trộn tín hiệu và làm tín hiệu bị biến dạng khi vẽ trên giản đồ chòm sao. Do vậy để nâng cao độ ổn định của bộ dao động, giảm nhiễu pha thì giải pháp sử dụng đó là sử dụng bộ tạo dao động nội kết hợp với vòng bám pha PLL. 3.5.1 Kỹ thuật vòng khóa pha PLL. Hệ thống tự động điều chỉnh tần số theo pha hay còn gọi là vòng khóa pha PLL được mô tả lần đầu tiên vào những năm 1930 khi được ứng dụng trong việc đồng bộ quét dọc và quét ngang trong vô tuyến truyền hình. Cùng với sự phát triển của các vi mạch tích hợp, vòng bám pha được sử dụng trong rất nhiều ứng dụng khác nhau. Mạch vòng khóa pha PLL cơ bản được trình bày trong sơ đồ chức năng Hình 3.51, bao gồm những phần chính là bộ so sánh pha, bộ lọc thông thấp, bộ tạo 108 dao động điều khiển bằng điện áp VCO (Voltage Controlled Ossillator). Ba khối này hợp thành một hệ thống phản hồi về tần số khép kín. Hình 3.51 Sơ đồ chức năng của mạch vòng bám pha. Khi không có tín hiệu vào PLL, sự chênh lệch điện áp Ve(t) ở lối ra của bộ so sánh pha bằng không. Điện áp Vd(t) ở lối ra của bộ lọc tần thấp cũng bằng không. Bộ dao động điều khiển bằng điện áp VCO hoạt động ở tần số cố định f0 gọi là tần số dao động trung tâm. Khi có tín hiệu đưa vào hệ thống PLL, bộ so pha sẽ so pha và tần số của tín hiệu lối vào với pha và tần số của VCO và tạo ra một điện áp sai số Ve(t) tỉ lệ với sự lệch pha và chênh lệch tần số của tín hiệu lối vào và VCO, tức là phản ánh sự khác nhau về pha và tần số của 2 tín hiệu. Điện áp sai số này được lọc rồi đưa vào lối vào điều khiển của VCO. Điện thế điều khiển Vd(t) thúc đẩy tần số của VCO thay đổi theo hướng giảm bớt sự khác nhau về tần số giữa tín hiệu f0 và tín hiệu lối vào. Khi tần số lối vào fs tiến dần đến tần số f0, do tính chất hồi tiếp của PLL sẽ thúc đẩy VCO đồng bộ hoặc bắt chập với tín hiệu lối vào. Sau khi chập, tần số VCO sẽ bằng tần số của tín hiệu lối vào, tuy nhiên vẫn có độ chênh lệch về pha nào đó. Sự chênh lệch về pha này là cần thiết để tạo ra điện áp sai Ve(t) để chuyển tần số dao động tự do của VCO thành tần số của tín hiệu vào fs, như vậy sẽ giữ cho PLL ở trạng thái giữ chập tần số. Kết quả là tần số của dao động VCO có độ ổn định tần số ngang cấp với độ ổn định tần số của tín hiệu so sánh pha với tần số VCO. Như vậy nếu sử dụng fs là dao động chuẩn thạch anh có độ ổn định tần số cao thì kết quả mạch vòng bám pha sẽ cho độ ổn định tần số của VCO ngang cấp thạch anh. Không phải tín hiệu nào VCO cũng bắt chập Lối vào so sánh Lối vào tín hiệu fs f0 Vd(t) Ve(t) V0(t) Vs(t) Điện áp điều khiển VCO So sánh pha VCO Lọc tần số thấp 109 được. Dải tần số trên đó hệ duy trì tình trạng chập với tín hiệu lối vào được gọi là dải giữ chập hay giải bám (lock range) của hệ thống PLL. Dải tần số trên đó hệ thống PLL có thể bắt chập một tín hiệu vào gọi là dải bắt chập (capture range). Dải bắt chập bao giờ cũng nhỏ hơn giải giữ chập. 3.5.2 Thiết kế mạch dao động nội, bộ tổng hợp tần số. Mạch vòng bám pha PLL được sử dụng rất rộng rãi để ổn định tần số dao động và chế tạo các bộ tổng hợp tần số, bởi vì có thể tạo ra tần số bất kỳ có độ ổn định cao ngang với thạch anh và có thể thay đổi tần số rất mềm dẻo được điều khiển một cách dễ dàng bằng các bộ vi xử lý. Do vậy bộ dao động nội và bộ tổng hợp tần số được thiết kế sử dụng bộ vòng bám pha để ổn định tần số và nâng cao chất lượng hệ thống thu. Sơ đồ chức năng của bộ tạo dao động sử dụng vòng khóa pha được trình bày trên Hình 3.52. Hình 3.52 Sơ đồ chức năng bộ dao động dùng mạch vòng bám pha. Tần số lối ra của bộ dao động điều khiển bằng điện áp VCO được đưa qua bộ chia N để đưa đến bộ so sánh pha. Hệ số chia N có thể thay đổi được nhờ mã điều khiển tần số (frequency control code). Bộ dao động chuẩn là bộ dao động có độ ổn định cao thường sử dụng bộ dao động thạch anh được đưa qua bộ chia R để đưa đến bộ so sánh pha. Tại đây bộ so sánh pha sẽ thực hiện so sánh tần số lối ra của VCO qua bộ chia N với tần số chuẩn tạo ra từ dao động thanh anh fref qua bộ chia R, điện áp sai số ở lối ra tách sóng pha, qua bộ lọc tần thấp (LPF – low pass filter) chuyển thành điện áp một chiều biến đổi chậm Vd được đưa vào khuếch đại Bộ chia N Bộ chia R Bộ so sánh pha Bộ dao động chuẩn Bộ lọc thông thấp fref fVCO Khuếch đại Bộ dao động VCO 110 một chiều và điều khiển VCO làm cho tần số lối ra của bộ chia N bám pha với tần số chuẩn. Như vậy ta sẽ có tần số lối ra của VCO là: fVCO=N/R.fref . Hình 3.53 trình bày sơ đồ thiết kế mạch tạo dao động sử dụng PLL. Bộ tổng hợp tần số dùng mạch vòng bám pha PLL là vi mạch ADF4113 của hãng Analog Devices. Vi mạch này có tần số làm việc đến 4GHz, với nguồn cung cấp 2,7V- 5,5V và có thể ở trạng thái tiêu tốn ít năng lượng khi không sử dụng. Hình 3.53 Sơ đồ nguyên lý mạch dao động sử dụng PLL Bên trong ADF4113 có một bộ tách pha/tần số PFD (phase frequency detector) được số hoá với độ ồn thấp, một bộ tạo dòng chính xác, một bộ chia chuẩn khả trình R(14 bít), hai bộ chia khả trình A(6 bít) và B(13 bít), một bộ chia trước mô-đun kép (P/P+1). Điều khiển tất cả các thanh ghi là một giao diện ba đường đơn giản. Họ IC ADF4113 có nhiều kiểu dáng và hình dạng khác nhau. Trong mạch đổi tần nhiễu thấp LNB, bộ dao động nội tạo ra tần số cố định để thực hiện trộn với tín hiệu băng C (3,4GHz – 4,2GHz) xuống tần số trung tần ở băng L (950MHz – 1750MHz), do vậy tần số dao động nội được chọn là 2,45GHz. Bộ dao động nội VCO được lựa chọn sử dụng là CVCO33BE-2400-2500 của hãng Crystek Corporation. Đây là bộ dao động điều khiển bằng điện áp có nguồn cung cấp 3V, điện áp điều khiển từ 2,85 đến 3,15VDC và tần số dao động trong khoảng 2,4 GHz – 2,5GHz. Bộ dao động chuẩn sử dụng thạch anh có độ ổn định cao 20MHz được đưa qua bộ chia với giá trị lập trình là R = 200, khi đó ta có tần số bám là 100KHz. Do đó muốn VCO tạo ra tần số 2450MHz thì ta cần phải nạp vào bộ chia N = 24500. 111 Hình 3.54 Mạch tổng hợp tần số PLL hoàn thiện Kết quả đo trên máy phân tích phổ Advantest Spectrum Analyzer R3131A được đưa ra trong Hình 3.55 và Hình 3.56. Hình 3.55 Kết quả bộ tạo dao động nội Từ hình vẽ cho thấy tần số của bộ tạo dao động ở 2,45GHz với công suất - 2,79 dBm. Nhiễu pha của bộ dao động thấp ở -107,57 dBc/Hz ở tần số 50KHz. Trong máy thu băng L, tín hiệu ở bộ tổng hợp tần số sẽ thực hiện trộn với tín hiệu ở băng L (950MHz – 2150MHz) để chuyển xuống tần số trung tần thứ 2 có tần số cố định 100MHz. Do vậy bộ tổng hợp tần số được thiết kế sử dụng kết hợp bộ dao động nội VCO CVCO55BE-1000-2000 của hãng Crystek Corporation 112 với điện áp có nguồn cung cấp 10V, điện áp điều khiển từ 1 đến 20VDC và tần số dao động từ 1GHz – 2 GHz. Để thay đổi kênh tần số, mạch sử dụng IC vi điều khiển AT89C51 kết hợp với phím bấm. Hình 3.56 Kết quả đo nhiễu pha Kết quả thu được với dải tần số phát ra ở dải 1000MHz - 2000MHz với bước nhảy 40MHz, việc chọn bước nhảy có thể thay đổi tuỳ thuộc vào mã điều khiển, dao động phát ra có biên độ cỡ mV. Độ ổn định tần số tương đối ổn định trong thời gian dài do tham chiếu với ổn định của bộ dao động thạch anh sử dụng làm tần số chuẩn cho bộ tách sóng pha. Một số kết quả của bộ tổng hợp tần số đo trên máy phân tích phổ Rolde & Schwarz ESPI (9Khz–3GHz). Tần số 1136 MHz Tần số 1176 MHz 113 Tần số 1744 MHz Tần số 1784 MHz Hình 3.57 Một số tần số phát trong dải 1000MHz-2000MHz 3.6 Kết quả chế tạo, thực nghiệm hệ thống thu băng L 3.6.1 Nghiên cứu, chế tạo khối nguồn nuôi Nguồn nuôi là một bộ phận quan trọng trong máy thu nhằm cung cấp điện áp một chiều với công suất phù hợp và có tính ổn định cao đảm bảo khả năng hoạt động của máy. Để đảm bảo máy hoạt động tốt, phương án thiết kế đưa ra là thiết kế 2 bộ nguồn riêng. Một bộ nguồn cung cấp điện áp cao và một bộ nguồn cung cấp điện áp thấp cho các mạch. Hình 3.58 Sơ đồ khối nguồn nuôi Chỉnh lưu cầu và lọc Biến áp nguồn Ổn áp 24V Ổn áp 12V 220VAC 24VAC 32VDC 24VDC 12VDC 24VDC Chỉnh lưu cầu và lọc Biến áp nguồn Ổn áp 12V Ổn áp 9V, 5V 3.3V, 3V 220VAC 12VAC 16VDC 12VDC 9V, 5V3.3V, 3V 114 Hình 3.59 Hình ảnh khối nguồn nuôi 3.6.2 Xây dựng và thực nghiệm hệ thống Các mạch rời rạc được thiết kế, chế tạo và đo đạc các tham số theo yêu cầu thiết kế, sau đó tiến hành ghép nối các khối theo sơ đồ thiết kế Hình 3.2. Thực hiện cấp nguồn cho từng khối và tiến hành cân chỉnh hệ thống đảm bảo chỉ tiêu kỹ thuật của máy thu. Sơ đồ hệ thống máy thu băng L hoàn thiện thể hiện trên Hình 3.60. Hình 3.60 Hình ảnh đấu nối hệ thống thu vệ tinh băng L 115 Để đo đạc các tham số của hệ thống thu vệ tinh băng L ta sử dụng các thiết bị trong phòng thí nghiệm bao gồm: Máy phát chức năng FG7002C để tạo dạng tín hiệu âm tần đưa vào điều chế. Máy phát tín hiệu cao tần Signal Generator 8648C của hãng Agilient Technology dùng để thực hiện điều chế AM và FM tín hiệu bên ngoài như xung vuông, xung tam giác, tín hiệu hình sin lên thành tín hiệu cao tần băng L với mức công suất ra có thể điều chỉnh đến +15dBm. Bộ dao động ký DL1720E thực hiện quan sát tín hiệu sau tách sóng. Sơ đồ thực hiện đánh giá các tham số máy thu thể hiện trên Hình 3.61. Hình 3.61 Sơ đồ thực hiện đo đạc tham số máy thu Tín hiệu âm tần dạng bất kỳ, ở đây chọn dạng xung vuông với tần số 495 Hz từ bộ tạo tín hiệu âm tần FG7002C được đưa qua máy phát tín hiệu cao tần Agilent 8648C, tại đây tín hiệu âm tần được điều chế AM lên tần số cao tần 1915 MHz với mức công suất ra -95dBm. Tín hiệu đầu ra chính là giả tín hiệu thu từ vệ tinh được đưa tới đầu vào máy thu băng L. Tại đây tín hiệu được khuếch đại tạp âm thấp, trộn hạ tần xuống tần số trung tần thứ hai, khuếch đại trung tần, tách sóng, và được khuếch đại thị tần để đưa ra hiển thị lên máy hiện sóng DL1720E để đo tỉ số tín hiệu trên tạp âm, kết quả thể hiện trên Hình 3.62. Kết quả trên Hình 3.63 cho thấy sau khi thu và giải điều chế tín hiệu đầu ra vẫn là xung vuông với mức tín hiệu đầu vào máy thu là -110 dBm cho phép tỉ số tín hiệu/tạp âm đầu ra đạt 1,5. Do vậy độ nhạy của máy thu trong trường hợp này là -110dBm, đây là phương pháp xác định độ nhạy sử dụng cho hệ thống thu rada và hệ thống thu dữ liệu cần độ chính xác cao. Máy phát cao tần Agilent 8648C Máy phát tín hiệu âm tần FG7002C Máy thu vệ tinh Bộ dao động ký DL1720E 116 Hình 3.62 Kết quả đo tín hiệu giải điều chế tại tần số 1915 MHz Hình 3.63 Độ nhạy máy thu tại tần số 1915 MHz, với S/N=1,5 117 Hình 3.64 Độ nhạy máy thu tại tần số 1915 MHz, với S/N=1,1 Kết quả trên Hình 3.64 cho thấy, khi ta điều chỉnh dải tần và sự khuếch đại tốt, ta có thể thu được các tín hiệu -115dBm với tỉ số tín hiệu/tạp âm đầu ra xấp xỉ bằng 1,1, đây là độ nhạy rất cao, có thể so sánh tốt hơn các máy thu băng L hiện đang sử dụng trên thị trường. Ngoài ra máy thu băng L kết hợp với bộ đổi tần nhiễu thấp băng C như thiết kế ở trên có thể cho độ nhạy nhỏ hơn -115dBm. Hình 3.65 cho kết quả đo mức tín hiệu vào lớn nhất khi đó tín hiệu đầu ra vẫn tốt chưa đạt trạng thái bão hòa, kết quả đo dải động của máy thu đạt được 61dB. 118 Hình 3.65 Tín hiệu giải điều chế tại tần số 1431 MHz, mức tín hiệu -70 dBm Hình 3.66 Độ nhạy máy thu tại tần số 1431 MHz, với S/N=1,5 119 Kết quả trên Hình 3.66 và Hình 3.67 thể hiện độ nhạy của máy thu ở các tần số 1431MHz và 1644MHz. Với các tần số này thì độ nhạy của máy thu đạt giá trị lần lượt là –113dBm và -110dBm với tỉ số S/N = 1,5. Hình 3.67 Độ nhạy máy thu tại tần số 1644 MHz, với S/N=1,5 Hệ thống máy thu băng L và băng C đã được viện Rada kiểm định trên các thiết bị chuyên dụng như: Máy phân tích tín hiệu chuẩn E8257D; Phân tích phổ E4407B; Phân tích mạng véc tơ MS2028B; Máy hiện sóng 500MHz DSO 6052A; Bộ Kit hiệu chuẩn HP85054B và các phụ kiện đi kèm. Các thông số được đo kiểm định là: Hệ số khuếch đại của mạch LNA, dải tần làm việc, băng thông, dải động, độ nhạy, hệ số khuếch đại trung tần, tần số IF, hệ số chuyển đổi từ băng L xuống trung tần 100MHz. Kết quả kiểm định các thông số máy thu được thể hiện trên Bảng 3.8. 120 Bảng 3.8: Kết quả kiểm định máy thu băng L Với mục tiêu nghiên cứu các giải pháp để thiết kế hệ thống thu vệ tinh ứng dụng cho hệ thống thu điều khiển bám vệ tinh, nội dung chương 3 đã đề xuất các giải pháp thiết kế hệ thống thu đạt các chỉ tiêu về độ rộng băng tần, độ nhạy, hệ số khuếch đại. Kết quả so sánh với một số công trình nghiên cứu thể hiện ở Bảng 3.9. Hệ thống máy thu đã thiết kế có độ nhạy cao ứng dụng cho hệ thống thu tín điều khiển anten bám theo vệ tinh. Ngoài ra hệ thống thu được thiết kế theo hướng mở có thể sử dụng cho thu tín hiệu từ vệ tinh hoặc sử dụng cho các hệ thống thu tín hiệu băng C, băng L yêu cầu độ nhạy cao. Hệ thống có thể sử dụng cho thu tín hiệu băng Ku khi kết nối với bộ đổi tần nhiễu thấp LNB băng Ku. 121 Bảng 3.9 Kết quả so sánh với các công trình nghiên cứu khác Các tham số Trích dẫn số [64] Kết quả của luận án Tần số đầu vào 950MHz - 2150MHz 950MHz - 2150MHz Tín hiệu đầu ra Audio, TV Video I/Q(100MHz), AM/FM Độ nhạy -65dBm -113dBm Dải động 40dB 61dB Hệ số khuếch đại 97,4dB Nhiễu Pha bộ dao động - 107,57dBc/Hz at 50KHz Với những kết quả đã đạt được, hệ thống thu vệ tinh băng C hoàn toàn đáp ứng được nhu cầu ứng dụng thu tín hiệu từ vệ tinh và dùng cho hệ thống điều khiển anten. Kết quả thử nghiệm cho thấy hiệu quả bắt bám tốt, thời gian bắt bám đạt được như đã trình bày ở chương 2. 122 KẾT LUẬN CHƢƠNG 3 Như vậy chương 3 của luận án đã trình bày kết quả nghiên cứu các giải pháp thiết kế, chế tạo các mạch siêu cao tần trong hệ thống thu vệ tinh băng C và băng L. Nội dung nghiên cứu đã đưa ra các giải pháp thiết kế cụ thể như sau: - Giải pháp thiết kế mạch khuếch đại tạp âm thấp sử dụng transistor có hệ số tạp âm nhỏ kết hợp giải pháp thiết kế mạch phối hợp trở kháng để đạt tham số tối ưu của transistor về hệ số tạp âm và giải pháp thiết kế mạch khuếch đại tạp âm sử dụng phương pháp hồi tiếp âm ở tầng đầu. Kết hợp với giải pháp thiết kế mạch khuếch đại 2 tầng với tần số khuếch đại lệch đỉnh để tăng dải thông và hệ số khuếch đại của mạch. Kết quả đã được công bố ở các công trình số [1], [2]. - Giải pháp thiết kế mạch khuếch đại trung tần sử dụng mạch khuếch đại kiểu cascode để mở rộng dải thông của mạch kết hợp mạch khuếch đại cascade để tăng hệ số khuếch đại của mạch. Kết quả đã được công bố các công trình số [6], [7]. - Ứng dụng công nghệ mạch dải, linh kiện tích hợp và kỹ thuật vòng khóa pha để chế tạo bộ tạo dao động nội và bộ tổng hợp tần số với độ ổn định cao, bộ lọc thông dải đáp ứng yêu cầu của tuyến thu vệ tinh. Kết quả đã được công bố ở các công trình số [3], [6]. Kết quả chương 3 đã nghiên cứu đề xuất các giải pháp thiết kế, chế tạo các mạch trong bộ đổi tần nhiễu thấp băng C và máy thu băng L. Trên cơ sở đó thực hiện chế tạo mạch đổi tần nhiễu thấp băng C và máy thu băng L với các tham số kỹ thuật đạt chỉ tiêu đề ra: Độ nhạy máy thu băng L là -113 dBm, dải thông 1,2GHz, dải động 61dB đáp ứng tốt yêu cầu của máy thu trong hệ điều khiển bám vệ tinh. Máy thu đã được ứng dụng trong hệ thống thu và điều khiển bám vệ tinh, ngoài ra hệ thống thu băng L còn được thiết kế theo mô hình mở có thể ứng dụng cho các mục đích khác nhau như dùng để thu tín hiệu vệ tinh, tín hiệu vũ trụ hoặc hệ thống thông tin siêu cao tần yêu cầu độ nhạy cao [2], [6], [7]. 123 KẾT LUẬN CHUNG Qua sự phân tích về thuật toán bám vệ tinh, các hệ thống thu và hệ thống điều khiển bám vệ tinh ở chương 1, có thể thấy rằng: thời gian cũng như khả năng bám vệ tinh phụ thuộc vào thuật toán bám, khả năng xây dựng hệ thống điều khiển bám cũng như kỹ thuật yêu cầu của máy thu về độ nhạy, băng thông, dải động. Trên cơ sở nghiên cứu các kỹ thuật siêu cao tần, các mạch tích hợp cao VLSI, vi điều khiển, kỹ thuật điều khiển kết hợp với các phương pháp mô phỏng, chế tạo thực nghiệm, các kết quả của luận án đã được trình bày trong chương 2 và chương 3 bám sát mục tiêu đề ra. Các đóng góp chính của luận án bao gồm: 1. Đề xuất thuật toán tìm kiếm và bám vòng hở, cho phép xác định chính xác thông số góc ngẩng và góc phương vị của anten thu thông qua vị trí của trạm thu và vị trí của vệ tinh. Đồng thời đề xuất kết hợp thuật toán bám kết hợp thuật toán bám vòng hở và thuật toán bám từng bước để nâng tính ổ định và giảm thời gian bám vệ tinh. Trên cơ sở đó luận án cũng đi nghiên cứu, thiết kế, chế tạo hệ thống điều khiển bám vệ tinh để ứng dụng thuật toán trên. Việc thử nghiệm hệ thống cho thấy kết quả điều khiển anten theo bám theo vệ tinh với thời gian bám nhanh <0,5s, hệ thống bám ổn định. Kết quả này đã được công bố trong các công trình [4], [5]. 2. Đề xuất các giải pháp thiết kế mạch đổi tần nhiễu thấp băng C và hệ thống thu vệ tinh băng L có độ nhạy cao, dải động và dải thông rộng, hệ số khuếch đại lớn ứng dụng cho hệ thống thu điều khiển bám vệ tinh cụ thể: Đề xuất các giải pháp thiết kế khuếch đại hồi tiếp âm và giải pháp sử dụng tham số tối ưu của transistor trong thiết kế mạch phối hợp trở kháng để giảm hệ số tạp âm của mạch; Đề xuất giải pháp thiết kế mạch khuếch đại 2 tầng với tần số khuếch đại lệch đỉnh để tăng dải thông và độ lợi của mạch khuếch; Giải pháp sử dụng mạch khuếch đại mắc kiểu cascode để mở rộng dải thông của mạch khuếch đại. Để tăng tính ổn định của tín hiệu thu, trong thiết kế cũng đã ứng dụng công nghệ mạch dải, linh 124 kiện tích hợp và kỹ thuật vòng khóa pha để chế tạo bộ tạo dao động nội với độ ổn định cao, bộ lọc thông dải đáp ứng yêu cầu của tuyến thu vệ tinh. Kết quả đã thiết kế, chế tạo thành công mạch đổi tần nhiễu thấp băng C và máy thu băng L với độ nhạy đạt -113 dBm với tỉ số S/N=1,5 và đạt -115 dBm với tỉ số S/N = 1, dải thông của mạch 1,2GHz, dải động 61dB. Những kết quả này đã được công bố trong các công trình [1]-[3], [6], [7]. Những kết quả của luận án đã được trình bày trong 7 công trình đã công bố của nghiên cứu sinh là đồng tác giả đã góp phần vào việc khẳng định khả năng làm chủ công nghệ mới, tiên tiến trong lĩnh vực siêu cao tần để giải quyết một số khâu quan trọng trong hệ thống thu vệ tinh và hệ thống điều khiển anten bám vệ tinh ứng dụng cho trạm thu di động. Tuy nhiên do phạm vi của vấn đề nghiên cứu rộng, gồm nhiều vấn đề kỹ thuật công nghệ phức tạp, để tiếp tục nghiên cứu hoàn thiện hệ thống và áp dụng hiệu quả trong thực tế tác giả luận án kiến nghị tiếp tục nghiên cứu đề xuất các giải pháp thiết kế tuyến thu siêu cao tần băng Ku để có thể áp dụng hệ thống điều khiển bám cho vệ tinh VINASAT 2 và các vệ tinh phát trên băng tần Ku. Bên cạnh những kết quả đạt được, chắc chắn luận án không tránh khỏi những thiếu sót. Nghiên cứu sinh rất mong nhận được nhiều ý kiến đóng góp hữu ích của các thầy, cô và đồng nghiệp. 125 DANH MỤC CÔNG TRÌNH KHOA HỌC CỦA TÁC GIẢ LIÊN QUAN ĐẾN LUẬN ÁN 1. Tran Van Hoi, Bach Gia Duong (2013), ’’Study and design of wide band low noise amplifier operating at C band’’, Journal of Mathematics – Physics, Vietnam National University, Hanoi, Vol. 29 (2), pp.16-24. 2. Tran Van Hoi, Hoang Duc Long, Bach Gia Duong (2013), ’’Low noise block downconverter design for satellite receiver system Vinasat 1 operating at C- band’’, Proceedings of the2013 IEICE International Conference on Intergrated Circuits, Design, and Verification, pp.110-115. 3. Tran Van Hoi, Bach Gia Duong (2013), ’’Designing Wideband Microstrip Bandpass Filter for Satellite Receiver Systems’’, Proceedings of theNational Conference on Electronics and Communications (REV2013-KC01),pp.140- 143. 4. Tran Van Hoi, Nguyen Xuan Truong, Bach Gia Duong (2015), “Satellite Tracking Control System Using Fuzzy PID Controller”, Journal of Mathematics – Physics, Vietnam National University, Hanoi, Vol. 31 (1), pp. 36-46. 5. Tran Van Hoi, Nguyen Xuan Truong, Bach Gia Duong (2015), “Improvement of step-tracking algorithm used for mobile receiver system via satellite”, International Journal of Electrical and Computer Engineering, Scopus Index, Vol. 5 (2), pp. 280 – 288. 6. Tran Van Hoi, Nguyen Xuan Truong, Ngo Thi Lanh, Bach Gia Duong (2016), “Design of a C-Band Low-Noise Block Front-end for Satellite Receivers”, International Journal of Applied Engineering Research, Scopus Index, Vol. 11 (8), pp. 5646-5652. 7. Tran Van Hoi, Ngo Thi Lanh, Nguyen Xuan Truong, Nguyen Huu Duc, Bach Gia Duong (2016), “Design of a Front-end for Satellite Receiver”, International Journal of Electrical and Computer Engineering, Scopus Index, Vol. 6 (5), pp. 2282 - 2290. 126 DANH MỤC TÀI LIỆU THAM KHẢO Tiếng Việt: [1]. Phan Anh (2005), Nghiên cứu, chế tạo phần tử thụ động, cấu kiện và anten siêu cao tần dùng công nghệ mạch dải, Báo cáo đề tài mã số QC-03-01. [2]. Bạch Gia Dương (2010), Nghiên cứu thiết kế, chế tạo hệ thống phát, thu và xử lý tín hiệu dải rộng nhận biết chủ quyền quốc gia, Báo cáo đề tài mã số KC.01.12/06-10. [3]. Bạch Gia Dương, Trương Vũ Bằng Giang (2013), Kỹ thuật siêu cao tần, Nhà xuất bản Đại học Quốc Gia Hà Nội. [4]. Nguyễn Hữu Đức (2012), Nghiên cứu, thiết kế, chế tạo hệ thống tự động kiểm soát và bám sát góc tầm, hướng trong máy thu thông tin vệ tinh trên cơ sở tích hợp và chế tạo sensor từ trường yếu dựa trên hiệu ứng từ giảo-áp điện, Báo cáo đề tài khoa học cấp mã số KC.01.18/10-12. [5]. Nguyễn Hữu Đức (2016), Thiết kế và chế tạo trạm thu di động thông tin vệ tinh dựa trên sensơ từ trường độ nhạy cao ứng dụng trên tàu biển, Báo cáo đề tài mã số VT/VN 03/13-15. [6]. Nguyễn Thị Phương Hà, Huỳnh Thái Hoàng (2005), Lý thuyết điều khiển tự động, Nhà xuất bản Đại học Quốc gia Thành phố Hồ Chí Minh. [7]. Trần Văn Hùng (2006), Hoàn thiện công nghệ thiết kế, chế tạo bộ khuếch đại siêu cao tần tạp thấp, Bộ Khoa học & Công nghệ, Việt Nam. [8]. Nguyễn Thị Ngọc Minh (2007), Nghiên cứu thiết kế chế tạo mạch tích hợp thụ động và tích cực siêu cao tần sử dụng phần mềm thiết kế mạch siêu cao tần và công nghệ gia công mạch dải, Báo cáo đề tài mã số ĐTĐL- 2005/28G. [9]. Phùng Văn Vận (2005), Nghiên cứu cấu trúc hệ thống viễn thông mặt đất để sử dụng hiệu quả vệ tinh VINASAT, Báo cáo đề tài mã số KC.01.19. [10]. Nguyễn Duy Khánh, Trương Ngọc Tân, Vũ Thành Luân, Vũ Văn Yêm, Thiết kế và chế tạo bộ khuếch đại tạp âm thấp hoạt động ở băng tần C, Hội nghị ECIT-2014, pp 215-220. 127 Tiếng Anh: [11]. Abu Bakar Ibrahim, Ahmad Zamzuri Mohamad Ali (2016), “Design of Microwave LNA Based on Ladder Matching Networks for WiMAX Applications”, International Journal of Electrical and Computer Engineering, Vol. 6 (4), pp. 1717 – 1724. [12]. Abu Bakar Ibrahim, Abdul Rani Othman, Mohd Nor Husain, and Mohammad Syahrir Johal (2012), “The Cascode and Cascaded Techniques LNA at 5.8GHz Using T-Matching Network for WiMAX Applications”, International Journal of Computer Theory and Engineering, Vol. 4 (1), pp. 93-97. [13]. Abdusslam Ali Ahmed1 (2017), “Using of Fuzzy PID Controller to Improve Vehicle Stability for Planar Model and Full Vehicle Models”, International Journal of Applied Engineering Research, Vol 12 (4), pp. 671-680. [14]. Ashish Duvey (2012), “Design a Microstrip Band Pass Filter for 6 GHz”, International Journal of Engineering Research, Vol. 1(2), pp. 39-37. [15]. Ahmad Sidik, Maulana Yusuf Fathany, Basuki Rahmatul Alam (2015), " Design of broadband Low Noise Amplifier (LNA) 4G LTE TDD 2.3 GHz for modem application", The 2015 International Symposium on Intelligent Signal Processing and Communication Systems, pp.488-492. [16]. Abhay P. Kulkarni, S. Ananthakrishnan (2012), “1 to 3 GHz Wideband Low Noise Amplifier Design”, 5th International Conference on computers and devices for communication (CODEC). [17]. Andrei Grebennikov (2007), RF and Microwave Transistor Oscillator Design, John Wiley & Sons, Ltd. [18]. A. Salleh, M. Z. A. Abd Aziz, M. H. Misran, M. A. Othman, N. R. Mohamad (2013), ”Design of Wideband Low Noise Amplifier using Negative Feedback Topology for Motorola Application”, Vol. 5 (1), pp. 47- 52. 128 [19]. Chang-Ho Cho, Sang-Hyo Lê, Tae-Yong Kwon, and Cheol Lee (2003), Antenna Control System Using Step Tracking Algorithm with H∞ Controller, International Journal of Control, Automation, and Systems, Vol. 1, No. 1, pp. 83-92. [20]. Dennis Roddy (2006), Satellite Communications, Chap. 3, Prentice-Hall Inc. [21]. Dipak C.Vaghela, A. K. Sisodia, N. M. Prabhakar (2015). “Design, Simulation and Development of Bandpass Filter at 2.5 GHz”, International Journal of Engineering Development and Research, Vol. 3 (2), pp. 1202- 1209. [22]. David M.Pozar (2005), Microwave Engineering, Third Editon, John Willey & Son, INC. [23]. Eko Joni Pristianto, Pranoto Hidaya Rusmin (2016), “Automatic Gain Fuzzy Logic Controller for Pulse Radar Receiver System”, International Journal on Electrical Engineering and Informatics, Vol. 8 (1), pp. 62-75. [24]. F. Osman and N. Mohd. Noh (2012), “Wideband Low Noise Amplifier Design for Software Defined Radio at 136 to 941 MHz”, 2012 4th International Conference on Intelligent and Advanced Systems (ICIAS2012), pp. 232 – 236. [25]. F. Osman and N. Mohd. Noh (2012), “Wideband LNA Design for SDR Radio using Balanced Amplifier Topology”, 4th Asia Symposium on Quality Electronic Design, pp.86-90. [26]. Felix Gunawan, Basuki Rachmatul Alam (2016), "Design and modulation analysis of cascade LNA for L-band very low magnitude signal", 10th International Conference on Telecommunication Systems Services and Applications (TSSA),pp.1-4. [27]. F. Kroupa (2003), Phase Lock Loops and Frequency Synthesis, John Wiley. [28]. Guillermo Gonzalez (1997), Microwave Transistor Amplifiers - Analysis and Design,Second Edition, Prentice Hall, New Jersey. 129 [29]. Jinsoo Kim, MyeongKyun Kim, Oh Yang (2013). “Precise Attitude Control System Design for the Tracking of Parabolic Satellite Antenna”. International Journal of Smart Home, Vol 7, No 5, pp. 275-290. [30]. Junlin Song, Haoquan Hu (2012), “L band low noise amplifier”, International Conference on Computational Problem-Solving. [31]. Jium-Ming Lin, Po-Kuang Chang (2011), “Intelligent PD-Type Fuzzy Controller Design for Mobile Satellite Antenna Tracking System with Parameter Variations Effect”, IEEE Symposium on Computational Intelligence in Control and Automation (CICA). [32]. Jium-Ming Lin, Po-Kuang Chang (2012), “Intelligent Ziegler-Nichols- Based Fuzzy Controller Design for Mobile Satellite Antenna Tracking System with Parameter Variations Effect”, WSEAS Transactions on Circuits and Systems, Vol. 11 (7), pp. 224-236. [33]. JIA-Sheng Hong, M. J. Lancester (2001), Microstrip Filters for RF/Microwave Application, John Wiley & Sons, Inc, New York. [34]. Jagadish Baburao Jadhav, Pramod Jagan Deore (2017), "Design of a Multiband Filter for Future Wireless Communication", Proceeding of International Conference on Intelligent Communication, Control and Devices, pp. 753-760. [35]. Kasal M. (2004), “Design Details of L-Band Satellite Receiver”, International Travelling Summer School on Microwaves and Lightwaves, pp. 289–300. [36]. Kamal Y., Farid H., Amir M (2014), “Design of Intelligent PID Controller for AVR System Using an Adaptive Neuro Fuzzy Inference System”. International Journal of Electrical and Computer Engineering, Vol 4 (5), pp. 703-718. [37]. Kamil P., Abdul R. O., Zahriladha Z., Mohamad K. (2015), “Design and Analysis High Gain PHEMT LNA for Wireless Application at 5.8 GHz”, 130 International Journal of Electrical and Computer Engineering, Vol. 5 (3), pp. 611 – 620. [38]. Kyeong-Sik Min, Se-Hyun Park, Doo-Ha Kang, Dong-Chul Kim, Hag-Gyu Lim (2000), “A Basic Study on the Azimuth Tracking Algorithm for Mobile DBS Reception Antenna System”, Proceeding of ISAP2000. [39]. Luyao Hao, Minli Yao (2011), “SPSA-based step tracking algorithm for mobile DBS reception”, Journal on Simulation Modelling Practice and Theory, Vol. 19 (2), pp. 837-846. [40]. Linus A. Alwal, Peter K. Kihato, Stanley I. Kamau (2016), DC Servomotor- based Antenna Positioning Control System Design using Hybrid PID-LQR Controller, European International Journal of Science and Technology, Vol 5, No. 2, pp 17-31. [41]. Moon-Que Lee, Keun-Kwan Ryu, In-Bok Yom (2011), “Phase Noise Reduction of Microwave HEMT Oscillators Using a Dielectric Resonator Coupled by a High Impedance Inverter”. ETRI Journal, Vol. 23 (4), pp. 199–201. [42]. Muhammad Arsalan, Faisal Amir, Talha Khan (2014), "pHEMT LNA design and characterization for 4G applications", IEEE 17th International Multi-Topic Conference (INMIC).pp 61 - 66. [43]. Morteza Soleimani Farrokh, S. Rezakhani, A. Maradikordalivand, M. S. mini (2012), “Wideband Mircostrip passband Filter by using ADS Software”, Proc. IEEE-CSPA, pp. 37-40. [44]. Myeongkyun Kim, Jinsoo Kim and Oh Yang (2013), “Precise Attitude Control System Design for the Tracking of Parabolic Satellite Antenna”. International Journal of Smart Home, Vol. 7 (5), pp.275-290. [45]. M.Taghizadeh, Gh.Moloudian, A.R.Rouzbeh (2015), “Design and Simulation of Band-Pass Filter using Micro-Strip Lines”, International Journal of Computer Science and Mobile Computing, Vol.4 (11), pp. 331- 337. 131 [46]. Nam-Jin Oh (2017), “A Single-Stage Low-Power Double-Balanced Mixer Merged with LNA and VCO”, International Journal of Electrical and Computer Engineering, Vol. 7 (1), pp. 152 – 159. [47]. Nazzareno Diodato (2010), Satellite Communication, Chap. 2, pp.33-58. Intech. [48]. Navita Singh, Saurabh Dhiman, Prerna Jain, Tanmay Bhardwaj (2011), “Design of Stepped-Impedance Microstrip Line Low Pass Filter for Wireless Communication”,International conference on Advanced Computing, Communication and Networks, pp. 806-808. [49]. Othman A.R, Ibrahim A.B, Husain M.N, Ahmad M.T, Senon M. (2012), “High Gain Low Noise Cascode LNA Using T-Matching Network for Wireless Applications”, IEEE Asia-Pacific Conference on Applied Electromagnetics (APACE 2012), pp 383 - 387. [50]. Othman A.R., Pongot K., Zakaria Z, Suaidi M.K., Hamidon A.H. (2013), “Low Noise Figure and High Gain Single Stage Cascoded LNA Amplifier With Optimized Inductive Drain Feedback for WiMAX Application”, International Journal of Engineering and Technology (IJET), Vol. 5 (3), pp. 2601-2608. [51]. Petr Vagner, Petr Kutin (2006), “X-Band PLL Synthesizer”, Radio Engineering, Vol. 15 (1), pp. 13-16. [52]. Rajendra N. Kadam, Dr. A.B. Nandgaonkar (2015), “Design of a Coupled- Line Microstrip Bandpass Filter at 3.5 GHz”, International Research Journal of Engineering and Technology (IRJET), Vol. 2 (6), pp. 1174-1178. [53]. R. Mongia, P. Bhartia and I.J.Bahl (2007), RF and Microwave Coupled-line Circuits, Artech House, Boston. [54]. Robert F. Karol (2012), Peak-Seeking Controller for Real-Time Mobile Satellite Tracking, Pasadena University Ph. D. Dissertation, California. [55]. Roop Singh Takur, E. Ramkumar (2013), “Improving Quality of Vehicle Tracking Systems in Hill Stations Using IEEE 802.16 Networks”, 132 International Journal of Electrical and Computer Engineering, Vol 3 (1), pp. 136-144 . [56]. Sandeep R.Nalage, M.R.Dixit (2013), “Low Cost Portable Satellite Tracking System For DTH Antenna”, International Journal of Electrical, Electronics and Data Communication, Vol. 1 (7), pp. 46-48. [57]. Shreyasi Srivastava, R.K.Manjunath, Shanthi P (2014), “Design, Simulation and Fabrication of a Microstrip Bandpass Filter”, Vol. 3 (5), pp. 154-158. [58]. Salvatore, CocoGianluca, ChisariPatrizia, DiFalcoEnza, IraciSimona, MilitelloAntonino, Laudani (2014), “Accurate Estimation of Vehicle Attitude for Satellite Tracking in Ka Band SOTM”, EMS '14 Proceedings of the 2014 European Modelling Symposium, pp. 409-414. [59]. Sharmila G., Govindan E.G. (2011), “A Novel Design of 1.5 GHz Low- Noise RF Amplifiers in L-BAND for Orthogonal Frequency Division Multiplexing”, International Conference on Advancements in Information Technology With workshop of ICBMG 2011, pp. 176-182. [60]. Sobutyeh Rezanezhad (2014), “Design of Fuzzy Optimized Controller for Satellite Attitude Control by Two State actuator to reduce Limit Cycle based on Takagi-Sugeno Method”, International Journal of Electrical and Computer Engineering. Vol 4 (3), pp. 303-313. [61]. Tommy Hondianto, Erwin Susanto, Agung Surya Wibowo (2016), “Model Driven PID Controller in Water Heater System”, International Journal of Electrical and Computer Engineering. Vol 6 (4), pp. 1673-1680. [62]. Umesh Kumar Bansal and 2 Rakesh Narvey (2013), “Speed Control of DC Motor Using Fuzzy PID Controller”, Advance in Electronic and Electric Engineering, Vol. 3(9), pp. 1209-1220. [63]. Vabya Kumar Pandit, Deepak V.Ingale, Sourabh Basu (2014), “Design and implementation of PLL frequency synthesizer using PE3336 IC for IRS applications”, Electrical and Electronics Engineering: An International Journal (ELELIJ), Vol 3 (3), pp. 31-41. 133 [64]. V. Saatchi, Z. Tavakoli (2012), “Design and Implementation of a High Dynamic Range C Band Down-Converter”, Progress In Electromagnetics Research Letters, Vol. 31, pp. 25-33. [65]. Weimin Jia, Luyao Hao, Kai Du (2011), “Step tracking algorithm based on finite difference stochastic approximation for SATCOM on-the-move”. International Conference on Electric Information and Control Engineering, pp. 2632 – 2635. [66]. Yinhua Yao, Tongxiu Fan (2014), “Design of Wideband High Gain and Low Noise Amplifiers”, International Journal of Information and Electronics Engineering, Vol. 4 (6), pp. 456-461. [67]. Y. Yalcin, S. Kurtulan (2009), “A Rooftop Antenna Tracking System: Design, Simulation, and Implementation”, IEEE Antennas and Propagation Magazine, Vol. 51 (2), pp. 214-224. [68]. Yoshinori Suzuki, Fumihiro Yamashita and Kiyoshi Kobayashi (2010), “A Novel Digitally Polarization Tracking Antenna for Ku-band Mobile Satellite Communication Systems”, 28th AIAA International Communications Satellite Systems Conference (ICSSC-2010), pp. 1-7. [69]. Zahid Yaqoob Malik and Mubashar Yasin (2007), “Design and Implementation of an X-Band Frequency Synthesizer for Radar Application”, International Bhurban Conference on Applied Sciences & Technology, pp. 10-14. [70]. Datasheet (2014), 1,5dB NF Low Noise Amplifier Operating From 1 to 2 GHz with 35dB gain, 10dB and SMA, Fairview Microwave. [71]. Datasheet (2012), Cisco D9865 Satellite Receiver.