Nghiên cứu, phát triển các bộ biến đổi một chiều dựa trên nguyên lý cộng hưởng từ

nh toán các thông số cơ bản của mạch ........................................................... 42 4.1.1. Tính chọn tỷ số biến áp ......................................................................... 42 4.1.2. Tính chọn MOSFET ............................................................................. 42 4.1.3. Tính toán các thành phần khối cộng hưởng .......................................... 43 4.2. Kết quả mô phỏng.............................................................................................. 44 4.3. Kết quả thực nghiệm .......................................................................................... 47 4.3.2. Một số kết quả thu được: ...................................................................... 47 4.3.3. Nhận xét chung ..................................................................................... 51 4.3.4. Phân tích kết quả ở 80% tải .................................................................. 51 Kết luận Lời nói đầu 1 LỜI NÓI ĐẦU Hiện nay, vấn đề nâng cao hiệu suất và mật độ công suất của các bộ biến đổi sử dụng van bán dẫn (ví dụ như nguồn switching) đang là một xu hướng được quan tâm và phát triển trong các ứng dụng điện tử công suất. Để giải quyết yêu cầu này thì việc tăng tần số làm việc của các van bán dẫn là một phương án rất hiệu quả, tuy nhiên khi tăng tần số đóng cắt của các van bán dẫn sẽ dẫn đến việc tăng tổn hao và các khó khăn về tản nhiệt. Mạch biến đổi cộng hưởng ra đời, tạo ra bước đột phá với điều kiện chuyển mạch mềm (soft switching) nhờ phát xung điều khiển đóng mở van tại các thời điểm mà khi đó dòng điện chảy qua van, hoặc điện áp rơi trên van là rất nhỏ (lý tưởng là bằng không - điều kiện ZCS và ZVS), giảm thiểu tổn hao và áp lực cho van công suất, tận dụng các thành phần kí sinh vào mạch cộng hưởng, biến chúng từ có hại sang có lợi. Trên thế giới đã có nhiều nghiên cứu và chế tạo như của hãng ST, Intersil, TI, Vishay… nhưng ở Việt Nam hiện nay lại chưa có nghiên cứu hay báo cáo chính thức nào. Với các tiền đề như vậy, đề tài “Nghiên cứu, phát triển các bộ biến đổi một chiều dựa trên nguyên lý cộng hưởng” được đề xuất để xem xét, giải quyết các vấn đề của các bộ biến đổi công suất làm việc dựa trên các mạch cộng hưởng. Nội dung đồ án gồm các phần cơ bản như sau: - Tổng quan về bộ biến đổi cộng hưởng. - Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng half bridge. - Phân tích phương pháp điều khiển. - Thiết kế thử nghiệm. Sau 4 tháng được sự hướng dẫn tận tình của thầy giáo TS. Đỗ Mạnh Cường và các thầy cô trong bộ môn Tự động hoá, đồ án của em đã hoàn thiện. Do thời gian làm đồ án ngắn và khả năng còn hạn chế, chắc chắn đồ án của em còn nhiều thiếu sót. Em rất mong nhận được sự đóng góp của thầy cô và các bạn. Hà nội, ngày 27 tháng 5 năm 2010 Sinh viên thực hiện Nguyễn Đức Nghĩa Chương 1. Tổng quan về bộ biến đổi cộng hưởng. 2 Chương 1 Tæng quan vÒ bé biÕn ®æi céng h•ëng 1.1. Sự ra đời và phát triển của bộ biến đổi cộng hưởng 1.1.1. Sự ra đời của bộ biến đổi cộng hưởng Yêu cầu đặt ra đối với bộ biến đổi công suất là kích thước nhỏ, trọng lượng nhẹ, hiệu suất cao, mật độ công suất lớn. Bộ tản nhiệt và thành phần từ tính là thành phần chiếm thể tích lớn nhất trong bộ biến đổi, có thể lên tới 80%. Đặc biệt với BBĐ công suất lớn thì kích thước của các thành phần này sẽ rất lớn. Giảm kích thước các thành phần trên, đặc biệt bộ tản nhiệt sẽ tăng mật độ công suất lên rất nhiều. Do đó, các bộ biến đổi tuyến tính sử dụng biến áp lực dần được thay thế bằng các bộ biến đổi switching, chuyển mạch ở tần số cao để giảm kích thước L,C. Tuy nhiên bộ biến đổi switching lại gặp phải vấn đề về chuyển mạch là “hard- switching”: do dòng điện và điện áp trên van không thể ngay lập tức tăng lên hoặc giảm về không nên các van công suất phải đóng, cắt trong điều kiện dòng và áp cao gây ra tổn thất chuyển mạch lớn. Quá trình này cũng khiến các van phải chịu các xung dòng điện và điện áp khá lớn. Các mạch phụ trợ Snubber thường được thêm vào để giảm du/dt, di/dt và chuyển tổn hao chuyển mạch, ứng suất trên van công suất sang mạch phụ trợ. Tuy nhiên phương pháp này vẫn bị hạn chế. Do tổn thất chuyển mạch tỉ lệ với tần số chuyển mạch ( on on off off=f .V.(I t I t ) / 2cm sP  ) nên khi tần số chuyển mạch tăng cao thì tổn thất chuyển mạch là rất đáng kể, do đó giới hạn tần số làm việc của bộ biến đổi. Đồng thời các thành phần tụ kí sinh & điện cảm rò là nguyên nhân gây ra nhiễu điện từ (EMI) lớn. Bộ biến đổi cộng hưởng sử dụng dao động của mạch L-C tạo ra điều kiện chuyển mạch mềm cho van. Các van sẽ được phát xung đóng, mở khi dòng qua van hoặc điện áp rơi trên van bằng 0 (điều kiện ZCS và ZVS). 2 điều này không thể xảy ra đồng thời nên khi chuyển mạch ở điều kiện ZVS thì sẽ phải chịu tổn hao khi khóa van, còn chuyển mạch ở điều kiện ZCS thì sẽ chịu tổn hao khi mở van. Tuy nhiên lượng tổn hao này rất nhỏ so với PWM truyền thống vì lúc này dòng và áp trên van có giá trị nhỏ. Vấn đề chuyển mạch mềm ZVS và ZCS sẽ được làm rõ hơn ở mục 1.3. Chương 1. Tổng quan về bộ biến đổi cộng hưởng. 3 Hình 1-1 So sánh tổn hao chuyển mạch cứng và chuyển mạch cộng hưởng Hình 1-2 Đường quỹ đạo đóng, cắt của các hình thức chuyển mạch Các hình vẽ so sánh cho ta thấy rõ bộ biến đổi cộng hưởng chuyển mạch mềm cho tổn hao chuyển mạch rất nhỏ so với các bộ biến đổi xung truyền thống. KL: như vậy sự ra đời của bộ biến đổi cộng hưởng đem lại những lợi ích rất lớn:  Làm giảm đáng kể kích thước L,C, bộ tản nhiệttăng mật độ công suất, giảm kích thước, trọng lượng và giá thành sp.  Cho phép bộ biến đổi làm việc ở tần số cao với hiệu suất lớn  Tận dụng tụ kí sinh & điện cảm dò vào thành phần cộng hưởngbiến chúng từ có hại sang có lợi. Chương 1. Tổng quan về bộ biến đổi cộng hưởng. 4 1.1.2. Quá trình phát triển và các ứng dụng Quá trình phát triển của bộ biến đổi cộng hưởng được thể hiện trong bảng 1-1: Bảng 1-1 Quá trình phát triển của bộ biến đổi công suất Trên thế giới, hiện nay các bộ biến đổi sử dụng nguyên lý cộng hưởng đã nghiên cứu và phát triển cho rất nhiều ứng dụng như: - Chấn lưu điện tử cho đèn khí - Các thiết bị y sinh (máy tạo tia X trong máy chụp X quang) - Các thiết bị gia nhiệt (bếp điện từ, lò tôi thép, nấu thép) - Các bộ biến đổi DC-DC tần số cao, mật độ công suất cao dùng trong điện tử viễn thông và các thiết bị điện tử như TV LCD, sạc laptop,… Hình 1-3 Bộ nguồn 12V, 120W dùng trong viễn thông của hãng intersil Chương 1. Tổng quan về bộ biến đổi cộng hưởng. 5 Ở Việt Nam hiện nay, bộ biến đổi sử dụng nguyên lý cộng hưởng cũng đã được ứng dụng, tuy nhiên trong lĩnh vực chế tạo nguồn hiệu suất cao và kích thước nhỏ thì chưa có nghiên cứu hay báo cáo chính thức nào. 1.2. Điều kiện chuyển mạch mềm ZVS và ZCS Hình 1-4 Cấu hình mạch minh họa điều kiện chuyển mạch mềm Bộ nghịch lưu đưa ra xung vuông điện áp cấp vào khối cộng hưởng. Do tác dụng lọc của khối cộng hưởng, dòng điện chảy qua cuộn cảm Ls là hình sin. Tùy theo dòng chảy vào khối cộng hưởng sớm pha hay trễ pha so với điện áp đặt vào khối cộng hưởng (thành phần cơ bản của xung vuông điện áp do bộ nghịch lưu đưa vào) mà ta có được điều kiện chuyển mạch dòng điện không (ZCS) hay chuyển mạch điện áp không (ZVS). 1.2.1. Chuyển mạch dòng điện không (ZCS) Dạng sóng minh họa quá trình chuyển mạch dòng điện không được thể hiện trong hình 1-5. Dòng điện chảy qua khối cộng hưởng sớm pha hơn điện áp đặt vào hay chính là điện áp UDS của van low-side T2. Khi dòng cộng hưởng giảm về 0 và đảo chiều thì dòng điện chảy qua van T2 về bằng 0 và dòng cộng hưởng được dẫn qua điot ngược của van T2 do lúc này xung điều khiển vẫn được duy trì trên van T2, điện áp trên van vẫn bằng 0. Do đó van T2 khóa trong điều kiện dòng điện bằng 0, tổn hao khi khóa van bằng zero. Tuy nhiên khi phát xung điều khiển để mở van thì do năng lượng tích lũy ở điot ngược và tụ kí sinh song song được giải phóng qua van nên dòng điện qua van khi mở sẽ có xung đỉnh lớn, gây ra nhiễu điện từ EMI và tổn hao khi mở van. Chương 1. Tổng quan về bộ biến đổi cộng hưởng. 6 Hình 1-5 Dạng sóng minh họa chuyển mạch ZCS 1.2.2. Chuyển mạch điện áp không(ZVS) Dạng sóng minh họa quá trình chuyển mạch dòng điện không được thể hiện trong hình 1-5. Dòng điện chảy qua khối cộng hưởng trễ pha hơn điện áp đặt vào hay chính là điện áp UDS của van low-side T2. Ta có thể nhận thấy không có tổn hao khi mở trên MOSFET vì khi xung điều khiển được cấp vào van thì diode song song ngược của nó dẫn dòng và điện áp rơi trên van là bằng không trước khi FET mở để dẫn dòng. Dòng điện chạy qua diode ngược của FET gây ra bởi quá trình khóa FET còn lại. Ví dụ, nếu van T2 khóa, dòng điện do FET này đang dẫn được duy trì do tác dụng của cuộn cảm cộng hưởng, dẫn đến dòng chạy ngược lên van T1 phía trên thông qua diode ngược của T1. Do diode ngược có thời gian khóa tq bằng thời gian dẫn dòng của FET trước khi điện áp phân cực thuận được đặt lên diode nên không có áp lực chuyển mạch trên diode. D ò n g c ộ n g h ư ở n g D ò n g c ự c m án g U D S Chương 1. Tổng quan về bộ biến đổi cộng hưởng. 7 Tuy nhiên MOSFET phải chịu tổn hao khi khóa van do dòng điện lúc này chưa về bằng không. Nhưng dòng lúc này đã nhỏ và được chuyển sang nạp cho tụ kí sinh song song của van. Khi diode ngược của van dẫn dòng thì điện áp trên tụ sẽ được giải phóng trước khi FET thông. Do đó không có tổn hao khi mở van và loại trừ được tổn hao do sự nạp, xả diode ngược và tụ kí sinh song song. Vì vậy trong thực tế thiết kế, người ta thường cho mạch làm việc ở tần số trên cộng hưởng để đạt được điều kiện chuyển mạch ZVS. Hình 1-6 Dạng sóng minh họa chuyển mạch ZVS D ò n g c ộ n g h ư ở n g D ò n g c ự c m án g U D S Chương 1. Tổng quan về bộ biến đổi cộng hưởng. 8 1.3. Cấu trúc chung của bộ nguồn cộng hưởng tải Hình 1-7 Cấu trúc chung của bộ nguồn cộng hưởng Điện áp 1 chiều đầu vào Vin qua bộ nghịch lưu cho ra điện áp xoay chiều dạng xung vuông. Để đạt được mật độ công suất cao, người ta thường sử dụng bộ nghịch lưu với tần số chuyển mạch lớn để giảm kích thước thành phần từ tính. Xung vuông điện áp sau khối nghịch lưu được đưa vào khối cộng hưởng (Resonant Tank) để tạo ra điều kiện chuyển mạch mềm. Biến áp xung được sử dụng để cách ly giữa đầu ra và đầu vào, đồng thời cũng có tác dụng biến đổi điện áp. Điện áp xoay chiều ở thứ cấp biến áp xung được đưa qua bộ chỉnh lưu tần số cao và bộ lọc để tạo ra điện áp 1 chiều trên tải. Để ổn áp nguồn trước sự biến động của tải cũng như điện áp đầu vào thì điện áp đầu ra được đưa về mạch phản hồi, lấy tín hiệu đưa vào mạch so sánh với điện áp chuẩn Vref để đưa ra tín hiệu cho mạch điều khiển bộ nghịch lưu. Bộ nghịch lưu sẽ được điều khiển thay đổi tần số chuyển mạch hoặc độ rộng xung để ổn định điện áp đầu ra. Vấn đề điều khiển này sẽ được trình bày ở chương 3. Trong phạm vi đồ án này, bộ nguồn cộng hưởng nghiên cứu là loại cộng hưởng tải (kết hợp khối cộng hưởng và tải để tạo điều kiện chuyển mạch mềm), do đó bộ nghịch lưu phải có cấu trúc đối xứng dạng half bridge hoặc full bridge. Ở đây ta lựa chọn cấu hình half bridge do tính đơn giản, sử dụng ít van công suất và điều khiển dễ hơn cấu hình full bridge. Tuy nhiên nếu công suất thiết kế lớn thì ta sẽ phải sử dụng cấu hình full bridge để phát huy hết công suất của mạch. Chương 1. Tổng quan về bộ biến đổi cộng hưởng. 9 Mục tiêu thiết kế bộ nguồn trong đồ án này hướng tới là phục vụ cho các ứng dụng có điện áp ra thấp, dòng điện lớn (như các ứng dụng trong điện tử, viễn thông) nên khối cộng hưởng được sử dụng có cấu trúc nối tiếp – song song (LCC). Việc lựa chọn và phân tích cấu trúc này được thể hiện cụ thể trong chương 2. Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 10 Chương 2 Ph©n tÝch bé biÕn ®æi céng h•ëng Half bridge 2.1. So sánh các cấu trúc bộ biến đổi cộng hưởng half bridge 2.1.1. Cấu trúc nối tiếp Hình 2-1 Bộ biến đổi cộng hưởng nối tiếp Trong cấu trúc bộ biến đổi cộng hưởng nối tiếp tụ Cs và cuộn cảm Ls mắc nối tiếp với nhau để tạo thành khối cộng hưởng. Khối cộng hưởng làm việc như một nguồn dòng. Mạch lọc phía đầu ra chỉ sử dụng tụ lọc để hòa hợp trở kháng. Ưu điểm của bộ biến đổi cộng hưởng nối tiếp là có thể làm việc khi đầu ra bị ngắn mạch do tính chất nguồn dòng của bộ biến đổi. Ưu điểm khác của bộ biến đổi nối tiếp là dòng chạy qua van công suất giảm khi giảm tải. Điều này dẫn tới tổn thất dẫn qua van cũng như các tổn thất khác giảm khi giảm tải, do đó duy trì được hiệu suất cao như khi làm việc đầy tải. Xét đặc tính khuếch đại áp của bộ biến đổi nối tiếp: Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 11 Hình 2-2 Đặc tính khuếch đại áp của bộ biến đổi nối tiếp Từ hình 2-2 ta thấy khi giảm tải (Q giảm) thì tần số chuyển mạch tăng lên rất nhiều so với khi Q lớn. Đặc biệt khi tải quá nhẹ hay không tải thì tần số chuyển mạch tăng lên giá trị vô cùng lớn. Do vậy, bộ biến đổi cộng hưởng nối tiếp không phù hợp cho các ứng dụng yêu cầu chế độ làm việc không tải. Một nhược điểm khác của bộ biến đổi cộng hưởng nối tiếp là tụ lọc đầu ra phải mang dòng điện với độ gợn cao, khoảng 48% biên độ của dòng điện 1 chiều [10]. Do đó bộ biến đổi cộng hưởng nối tiếp không phù hợp với các ứng dụng có áp ra thấp, dòng điện cao. Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 12 2.1.2. Cấu trúc LLC Hình 2-3 Bộ biến đổi cộng hưởng LLC Cấu trúc LLC vẫn là bộ biến đổi cộng hưởng dạng nguồn dòng. So với cấu trúc nối tiếp thì cấu trúc LLC có thêm thành phần Lm trong khối cộng hưởng. Lm có thể là điện cảm từ hóa của biến áp được sử dụng làm thành phần cộng hưởng, tạo ra một mạch vòng dòng điện khi đầu ra biến áp hở mạch hay mạch làm việc không tải. Vì vậy miền chuyển mạch ZVS rộng hơn khi giảm tải so với cấu trúc nối tiếp. Đặc tính khuếch đại áp của bộ biến đổi LLC được thể hiện ở hình 2-4. Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 13 Hình 2-4 Đặc tính khuếch đại áp của bộ biến đổi LLC Thông thường, miền làm việc của bộ biến đổi LLC được thiết kế gần tần số cộng hưởng để hiệu suất chuyển đổi năng lượng là lớn nhất. Vì bộ biến đổi LLC tạo ra miền chuyển mạch ZVS rộng hơn và hiệu suất biến đổi cao hơn nên nó được ứng dụng trong các bộ nguồn đầu vào yêu cầu có điện áp cao, dòng điện tương đối nhỏ. Tuy nhiên trong các ứng dụng yêu cầu điện áp thấp, dòng cao thì bộ biến đổi LLC có chung nhược điểm với bộ nối tiếp là độ gợn của dòng điện đầu ra lớn và cần nhiều tụ lọc đầu ra để làm giảm độ gợn. Do đó bộ biến đổi LLC không thích hợp cho các ứng dụng yêu cầu áp thấp, dòng cao. M Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 14 2.1.3. Cấu trúc song song Hình 2-5 Cấu trúc bộ biến đổi cộng hưởng song song Trong cấu trúc bộ biến đổi cộng hưởng song song, khối cộng hưởng gồm cuộn cảm Ls và tụ cộng hưởng Cp mắc song song với biến áp. Do đó khối cộng hưởng có trở kháng thấp đối với mạch đầu ra và được coi như là nguồn áp. Mạch lọc đầu ra gồm cuộn kháng Lf và tụ C0 để hòa hợp trở kháng. Đặc tính khuếch đại áp của bộ biến đổi song song được thể hiện ở hình 2-6. Từ những đường đặc tính này ta nhận thấy, ngược lại với bộ biến đổi nối tiếp thì bộ biến đổi song song có thể điều khiển điện áp đầu ra ở chế độ không tải bằng cách thay đổi tần số chuyển mạch trên tần số cộng hưởng. Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 15 Hình 2-6 Đặc tính khuếch đại áp của bộ biến đổi song song Nhược điểm chính của bộ biến đổi song song là dòng điện chạy qua van công suất và các thành phần cộng hưởng tương đối độc lập với tải [1]. Kết quả là tổn thất dẫn qua van và các thành phần cộng hưởng không đổi khi giảm tải, do đó hiệu suất khi tải nhẹ giảm rất mạnh. Hơn nữa, dòng điện này tăng khi điện áp đầu vào bộ biến đổi tăng lên. Vì vậy bộ biến đổi này không lý tưởng cho các ứng dụng có điện áp đầu vào thay đổi lớn và yêu cầu làm việc ở hiệu suất cao khi non tải. Ngược lại, bộ biến đổi song song phù hợp hơn với các ứng dụng có điện áp đầu vào ít thay đổi (ví dụ: 15%) và làm việc gần với công suất cực đại thiết kế (ví dụ: 75% công suất cực đại thiết kế). Bộ biến đổi song song phù hợp cho các ứng dụng điện áp đầu ra thấp, dòng ra lớn. Điều này có được do bộ lọc đầu ra có cuộn cảm lọc, do đó hạn chế được các dòng gợn đi vào tụ lọc, dòng điện đầu ra tương đối bằng phẳng. Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 16 2.1.4. Cấu trúc LCC Bộ biến đổi LCC tận dụng được ưu điểm của cả bộ biến đổi nối tiếp và song song, trong khi khắc phục được các nhược điểm của chúng như vấn đề điều chỉnh không tải ở bộ biến đổi nối tiếp và dòng điện vòng lớn khi tải nhẹ ở bộ biến đổi song song. Cấu trúc bộ biến đổi LCC được thể hiện ở hình 2-7. Hình 2-7 Cấu trúc bộ biến đổi LCC Bộ biến đổi LCC có thể coi là sự kết hợp giữa bộ biến đổi nối tiếp và bộ biến đổi song song. Khối cộng hưởng bao gồm 3 thành phần cộng hưởng: Ls, Cs và Cp. Bằng việc thêm tụ nối tiếp Cs vào khối cộng hưởng song song, dòng điện vòng chạy qua van nhỏ hơn so với bộ biến đổi song song. Với việc thêm vào tụ song song Cp, bộ biến đổi LCC có thể điều chỉnh điện áp đầu ra trong điểu kiện không tải. Tụ song song Cp cũng tạo ra trở kháng nhỏ đối với mạch đầu ra, do đó hòa hợp với mạch lọc L-C, tạo ra dòng điện với độ gợn nhỏ chạy qua tụ lọc. Do đó bộ biến đổi LCC thích hợp với các ứng dụng yêu cầu áp nhỏ, dòng lớn. Các phân tích cụ thể về nguyên lý hoạt động và đặc tính khuếch đại áp của bộ biến đổi LCC sẽ được trình bày ở mục 2.2 và 2.3. 2.2. Phân tích hoạt động bộ biến đổi half bridge LCC. Dựa vào dạng điện áp trên tụ song song Cp ta chia hoạt động của bộ LCC thành 2 dạng: chế độ liên tục (VCp liên tục) và chế độ gián đoạn (VCp gián đoạn). Việc phân tích hoạt động của bộ LCC dựa trên các dạng sóng sau:  Điện áp đầu vào khối cộng hưởng VM hay điện áp trên van Q2  Dòng điện chạy qua cuộn cảm cộng hưởng IL  Dòng điện từ hóa biến áp phản ánh từ dòng đầu ra hay dạng xung dòng điện đầu vào khối chỉnh lưu. Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 17  Điện áp trên tụ song song VCp 2.2.1. Hoạt động ở chế độ liên tục Hình 2-8 Dạng sóng hoạt động cơ bản của bộ LCC ở chế độ liên tục Hoạt động của bộ LCC ở chế độ liên tục được thể hiện qua 5 giai đoạn nhỏ:  Giai đoạn 1 (t0 đến t1): tại t0 van Q1 đang thông, van Q2 đang khóa, điện áp trên van Q2 bằng điện áp đầu vào VIN, dòng cộng hưởng qua cuộn cảm bắt đầu tăng từ 0. Dòng điện của biến áp và điện áp trên tụ song song có giá trị âm và đang tiến dần về 0.  Giai đoạn 2 (t1 đến t2): đến thời điểm t1, điện áp trên Cp về giá trị 0 và bắt đầu tăng theo chiều dương. Dòng điện trên biến áp đảo chiều. Dòng điện cộng hưởng qua cuộn cảm tiếp tục quá trình cộng hưởng. Điện áp đầu vào khối cộng hưởng tiếp tục duy trì giá trị dương cho đến thời điểm t2. Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 18  Giai đoạn 3 (t2 đến t3): Q1 khóa và Q2 mở tức thì tại thời điểm t2. Vì dòng cộng hưởng trễ pha so với điện áp nên Q2 mở ở điều kiện chuyển mạch ZVS. Điện áp trên Cp trong giai đoạn này giữ giá trị dương cho đến t3.  Giai đoạn 4 (t3 đến t4): tại t3, điện áp trên Cp về 0 và hướng xuống phía âm. Dòng trên biến áp cũng đổi chiều. Tại t4, Q2 khóa và Q1 mở. Vì dòng cộng hưởng chậm pha so với điện áp nên Q1 mở ở điều kiện ZVS.  Giai đoạn 5 (t4 đến t5): sau t4, điện áp đưa vào khối cộng hưởng lại có giá trị dương. Dòng cộng hưởng tiếp tục cộng hưởng tiếp tục giảm về 0. Tại t5, dòng cộng hưởng giảm tới 0 và bắt đầu chu kỳ mới. 2.2.2. Hoạt động ở chế độ không liên tục Khi dòng cộng hưởng nhỏ hơn dòng sơ cấp máy biến áp được phản ánh từ dòng tải tại thời điểm điện áp Cp về bằng 0 thì sẽ không có dòng chạy vào tụ Cp. Điều này dẫn tới điện áp trên tụ Cp sẽ duy trì bằng 0 cho tới khi dòng cộng hưởng tăng lớn hơn dòng phản ánh tải. Hình 2-9 so sánh chế độ hoạt động giữa chế độ liên tục và không liên tục. (a) (b) Hình 2-9 So sánh chế độ hoạt động giữa chế độ liên tục và không liên tục a- Chế độ liên tục b- Chế độ không liên tục Trong khoảng thời gian β, điện áp trên tụ song song bằng 0 dẫn đến toàn bộ chỉnh lưu thứ cấp dẫn và vượt quá dòng tải chạy vòng trong chỉnh lưu. Do đó cần tránh chế độ này trong thiết kế. Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 19 2.3. Phân tích bộ biến đổi half bridge LCC ở chế độ xác lập. 2.3.1. Phương pháp phân tích và các giả thiết Để phân tích mạch điện ở chế độ xác lập, ta sử dụng mạch điện tương đương như hình 2-8. Các MOSFET được mô hình bằng chuyển mạch có điện trở khi đóng mạch là rDS1 và rDS2. Xét các van đóng cắt với chu kỳ làm việc 50%. Chỉnh lưu biến áp có điểm giữa và chỉnh lưu cầu có thể được thay thế bằng nguồn dòng xung vuông như hình 2-8 (b). Vì thành phần cơ bản của dòng điện đầu vào xung vuông trùng pha với điện áp đầu vào của chỉnh lưu nên phía chỉnh lưu có thể thay thế bằng điện trở vào của nó như hình 2-8 (c). Hình 2-10 Bộ biến đổi cộng hưởng LCC a- Mạch LCC với chỉnh lưu biến áp có điểm giữa b- Mạch tương đương với chỉnh lưu được thay bằng nguồn dòng xung vuông c- Mạch tương đương với chỉnh lưu được thay bằng điện trở vào của nó Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 20 Giả thiết tổn thất chuyển mạch có thể bỏ qua do thỏa mãn điều kiện chuyển mạch mềm và dòng điện chạy qua cuộn cảm cộng hưởng là hình sin, sử dụng phương pháp xấp xỉ hình sin ta sẽ có được các phân tích về bộ biến đổi LCC ở chế độ xác lập. 2.3.2. Hàm truyền đạt áp a) Hàm truyền đạt áp của khối van điều khiển Điện áp đầu vào khối cộng hưởng vDS2 là xung vuông có biên độ VI cho bởi: 2 , 0< t 0, < t 2 I DS V v          (2.1) Thành phần sóng hài cơ bản của nó là 1 sini mv V t , ở đây: 2 0,6366m I IV V V   (2.2) Vì vậy, giá trị hiệu dụng của vi1 là / 2 2 / 0,4502rms m I IV V V V  . Hàm truyền đạt áp từ VI đến thành phần cơ bản tại đầu vào của khối cộng hưởng là : 1 2 0,4502rmsI I V M V     (2.3) b) Hàm truyền đạt áp của khối cộng hưởng Dựa vào mạch điện tương đương 2-10 (c) ta tính được hàm truyền đạt áp của khối cộng hưởng như sau: Điện trở vào của mạch cộng hưởng là: Zi = L nt C 1 nt ( C 2 // Ri ) (2.4) Điện trở ra của mạch hưởng là: Zo = (C 2 // Ri ) (2.5) Hàm truyền của mạch cộng hưởng là: 2 2 2 0 0 L 0 1 ωω 1 ω A (1+A)[1-( ) ]+j ( - ) ω Q ω ω A+1 jRi I I rms V M M e V    (2.6) Với 2 2 2 2 20 2 0 L 0 1 ωω 1 ω A (1+A) [1-( ) ] + ( - ) ω Q ω ω A+1 IM  (2.7) Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 21 0 L 0 2 0 ω1 ω A ( - Q ω ω A+1 φ=-arctan ω (1+A)[1-( ) ] ω             (2.8) Trong đó A = C 2 /C 1 , C = C 1C 2/(C 1+C 2 ) = C2/(1+A) = C1/(1+1/A),  0 = 1/ LC là tần số góc, VRi là giá trị hiệu dụng của điện áp đầu vào chỉnh lưu. 0 0/L i iQ CR R L   là hệ số phẩm chất của mạch hay điện trở tải chuẩn hóa của bộ nghịch lưu. Như vậy biên độ hàm truyền điện áp của bộ nghịch lưu là: Ri I I1 I2 2 2 2 20 2 0 L 0 V 2 | M | M . M ωω 1 ω A (1+A) [1-( ) ] + ( - ) Q A+1 IV     (2.9) Hình 2-11 thể hiện đặc tính khuếch đại áp của khối cộng hưởng với các tải khác nhau và các giá trị A khác nhau. Khi giá trị tụ nối tiếp C1 rất lớn so với giá trị tụ song song C2 thì A0, mạch hoạt động như bộ biến đổi song song (hình 2-11a). (a) Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 22 (b) (c) Hình 2-11 Tỉ số biến đổi điện áp của khối cộng hưởng a- Với A=0 b- Với A=0,5 c- Với A=1 Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 23 c) Hàm truyền đạt áp của khối chỉnh lưu và biến áp Điện trở đầu vào mạch chỉnh lưu quy về sơ cấp của biến áp là: 2 2 0 1 8 L F i n R V R V         (2.10) Trong đó: RL là điện trở tải n là tỉ số biến áp VF là điện áp rơi trên điot chỉnh lưu V0 là điện áp đầu ra Hàm truyền đạt áp của mạch chỉnh lưu là: 0 2 2 1 O R Ri F V M V V n V          (2.11) Nếu khối chỉnh lưu sử dụng là cầu chỉnh lưu thì: 2 2 0 2 1 8 L F i n R V R V         (2.12) 0 2 2 2 1 O R Ri F V M V V n V          (2.13) d) Hàm truyền đạt áp dc-dc của bộ cộng hưởng LCC I 2 2 2 2 20 2 0 L 0 V 2 M M .M ωω 1 ω A (1+A) [1-( ) ] + ( - ) (1 ) Q A+1 O R fI O V n V      (2.14) 2.3.3. Phân tích các thông số mạch cộng hưởng a) Trở kháng vào của mạch cộng hưởng 2 0 i 0 L 0 L 0 ωω 1 ω A R {(1+A)[1-( ) ]+j ( - )} ω Q ω ω A+1 Z e • ω 1+jQ ( )(1+A) ω j i iZ   (2.15) Trong đó: Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 24   2 2 2 2 0 2 0 0 2 0 0 1 (1 ) 1 ( ) 1| | 1 1 Li L L A A Q AZ Q Z Q A                                (2.16) 2 20 0 0 0 1 arctan (1 ) 1 1 L L A Q A Q A                             (2.17) Tại 2 2 2 2 0 0 0/ 1, / [(1 ) 1 (1 ) ] Z / [ (1 ) ]i L if f Z Z A Q A R A       với 2 2(1 ) 1LQ A  . Vì vậy |Zi| giảm khi A và Ri tăng, tại f = f0. Khi f0 hay f∞ thì |Zi|∞ thể hiện như ở hình 2-12. (a) Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 25 (b) Hình 2-12 Biên độ trở kháng vào mạch cộng hưởng a- Với A=1 b- Với A=2 Hình 2-13 thể hiện góc pha ψ là hàm của f/f0 tại các giá trị khác nhau của QL với A=1. Tại f = f0 thì arctan{1/ [ (1 )]} 0LQ A    . Vì vậy khối cộng hưởng có tính chất điện cảm tại f = f0. Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 26 Hình 2-13 Góc pha của trở kháng vào khối cộng hưởng với các giá trị QL khác nhau b) Tần số cộng hưởng của mạch Tần số cộng hưởng fr được xác định là tần số mà tại đó góc pha của trở kháng vào ψ bằng 0 (hình 2-11). Đưa ψ cho bởi công thức 2.17 về 0 ta xác định được tần số cộng hưởng: 2 2 2 2 2 2 2 2 0 (1 ) 1 [ (1 ) 1] 4 (1 ) 2 (1 ) L L Lr L Q A Q A Q A Af f Q A          (2.18) Ta thấy tần số cộng hưởng fr phụ thuộc vào QL và A. Khi 00, / 1/ 1 1/L rQ f f A   . Hình 2-14 thể hiện quan hệ giữa tần số cộng hưởng chuẩn hóa fr/f0 với QL tại các giá trị khác nhau của A. Khi QL càng lớn thì fr càng gần bằng f0 kể cả khi A thay đổi. ψ Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 27 Hình 2-14 Tần số cộng hưởng chuẩn hóa và QL c) Dòng điện qua cuộn cảm cộng hưởng Dòng điện qua cuộn cảm L là sin( )mi I t   với: 2 2 0 0 22 1 [Q (1+A)] I Im I m L i i L V MV V I Z Z Z Q        (2.19) Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 28 (a) (b) Hình 2-15 Quan hệ giữa ImZ0/VI với f/f0 và QL a- A = 1 b- A = 2 Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 29 Hình 2-15 thể hiện quan hệ giữa ImZ0/VI với f/f0 và QL tại A = 1 và 2. Ta có thể thấy rằng Im đạt giá trị lớn tại tần số cộng hưởng fr. Vì vậy nếu tải đầy ở giá trị QL thấp, Im giảm khi QL tăng dẫn tới tổn thất dẫn giảm và duy trì hiệu suất cao khi giảm tải. Tuy nhiên, nếu tải đầy ở giá trị QL lớn thì Im sẽ hầu như độc lập với tải, dẫn đến giảm hiệu suất khi giảm tải. Quan hệ giữa ImZ0/VI và QL tại các giá trị khác nhau của |MI2| với A=1 được thể hiện ở hình 2-16. Hình 2-16 Quan hệ giữa ImZ0/VI và QL tại các giá trị khác nhau của |MI2| với A=1 2.3.4. Ảnh hưởng của chu kỳ làm việc D tới điện áp đầu ra Từ các phân tích về hàm truyền đạt áp của mạch và các thông số mạch cộng hưởng ta thấy, khi điện áp đầu vào khối cộng hưởng thay đổi thì điện áp ra và các thông số mạch cộng hưởng cũng thay đổi theo. Điện áp này phụ thuộc vào điện áp đầu vào VI và chu kỳ làm việc của xung điều khiển MOSFET. 1 os(2 )Irms V V c D    (2.20) 1 1 1 os(2 )rmsI I V M c D V     (2.21) Chương 2. Phân tích bộ biến đổi cộng hưởng Half bridge. 30 Ri I I1 I2 2 2 2 20 2 0 L 0 1 os(2 )V | M | M . M ωω 1 ω A (1+A) [1-( ) ] + ( - ) Q A+1 I c D V        (2.22) I 2 2 2 2 20 2 0 L 0 1 os(2 )V M M .M ωω 1 ω A (1+A) [1-( ) ] + ( - ) (1 ) Q A+1 O R fI O c D V n V        (2.23) Với D = 0 ÷ 0,5 là chu kỳ làm việc của MOSFET. Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 31 Chương 3 Ph©n tÝch ph•¬ng ph¸p ®iÒu khiÓn 3.1. Phân tích phương pháp điều khiển để ổn áp đầu ra Từ các phân tích ở trên ta nhận thấy với điện áp đầu vào và tải cho trước điện áp đầu ra phụ thuộc vào tần số chuyển mạch và duty cycle D. Do đó để ổn định điện áp đầu ra trước sự thay đổi của tải và điện áp đầu vào, ta có thể điều khiển tần số chuyển mạch hoặc duty cycle. 3.1.1. Phương pháp điều khiển tần số Để đảm bảo van chuyển mạch trong điều kiện ZVS ta chỉ thay đổi tần số chuyển mạch trên tần số cộng hưởng. Hình 3-1 Tần số chuyển mạch và tải Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 32 Để đảm bảo tần số chuyển mạch thay đổi nhưng không nhỏ hơn tần số cộng hưởng ta sử dụng phương pháp “vòng khóa pha” PLL (phase lock loop) để xác định tần số cộng hưởng. Sơ lược về Vòng khoá pha (Phase-locked loop): PLL ( Phase-locked loop ) là một hệ thống hồi tiếp gồm có một dò pha (Phase detector ), bộ lọc thông thấp ( LPF: Low-pass filter), bộ khuếch đại và mạch dao động thế kiểm ( VCO: Voltage-controlled oscillator ) trong một số mạch PLL thì bộ VCO có thể được thay thế bằng bộ CCO (Current-controlled oscillator). Sơ đồ khối Hình 3-2 Sơ đồ khối mạch PLL  Mạch dò pha (Phase detector): Bộ này có nhiệm vụ cho ra một tín hiệu phụ thuộc vào hiệu pha ( hiệu tần số) của hai tín hiệu vào, thường là tín hiệu hình Sin hoặc dãy xung chữ nhật hay nói cách khác là so sánh fin và fout của VCO để cho ra điện thế DC tỉ lệ thuận với độ sai pha giữa hai tần số. Có hai loại dò pha: + Dò pha tuyến tính: thường được thực hiện bởi mạch nhân tương tự. Tín hiệu ra tỷ lệ với biên độ tín hiệu vào. + Dò pha phi tuyến (dò pha số ): được thực hiện bởi các mạch số (AND, OR, XOR, EXOR… ). Tín hiệu vào của nó là dãy xung chữ nhật. Tín hiệu ra không phụ thuộc vào biên độ tín hiệu vào.  Mạch lọc thông thấp: dùng để lấy tín hiệu tần số thấp, lấy ra điện thế DC. Trong hệ thống PLL, người ta thường dùng các bộ lọc thấp bậc một để bảo đảm tính ổn định cho hệ thống.  Mạch khuếch đại: Để khuếch đại tín hiệu trên đường truyền. Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 33  Mạch VCO: Để phát ra tần số tỷ lệ với điện thế ngõ vào. Đây là một khối quan trọng nhất trong PLL vì nó quyết định độ ổn định tần số, các đặc trưng giải điều chế tín hiệu, điều tần (FM). Các khái niệm cơ bản trong PLL  Dải bắt (capture range) : Là dải tần số mà tín hiệu vào ban đầu phải lọt vào để PLL có thể thiết lập chế độ đồng bộ (khoá). Nói cách khác đó là dải tần số mà PLL có thể đạt được sự khoá pha khi việc khoá pha chưa thực hiện.  Dải khoá (the lock range) : Là khoảng tần số lân cận fN của VCO mà PLL đồng nhất được tần số fo với tần số fi. Dải này còn được gọi là dải đồng chỉnh (Tracking range). Hình 3-3 Dải bắt và dải khóa Nguyên lý hoạt động của PLL Thực chất PLL hoạt động theo nguyên tắc vòng điều khiển mà đại lượng vào và ra là tần số và chúng được so sánh với nhau về pha. Vòng điều khiển pha có nhiệm vụ phát hiện và điều chỉnh những sai sót về tần số giữa tín hiệu vào và tín hiệu ra, nghĩa là PLL là cho tần số ra fo của tín hiệu so sánh bám theo tần số vào fi của tín hiệu vào. Khi không có tín hiệu lối vào Vi, điện áp lối ra bộ khuếch đại Vout = 0, bộ dao động VCO hoạt động ở tần số tự nhiên fN được cài đặt bởi điện trở và tụ điện bên ngoài. Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 34 Ứng dụng vào việc bắt tần số cộng hưởng và điều khiển tần số: Ta sử dụng IC HEF4046 với bộ dò pha PC2 hoạt động theo sườn lên của tín hiệu. Hình 3-4 Sơ đồ khối 4046 [12] Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 35 Hình 3-5 Hoạt động của bộ so sánh pha PC2 Như vậy, nếu đưa tín hiệu phản hồi dòng về chân SIGNin , tín hiệu phản hồi áp về chân COMPin , đầu ra VCO là tần số chuyển mạch thì khi áp sớm pha hơn dòng (mạch có tính cảm, f>fr) bộ PC2 hoạt động sẽ giảm tần số VCOout dẫn tới tần số chuyển mạch giảm xuống. Đến khi tín hiệu dòng, áp trùng pha thì tần số VCOout không đổi, tần số chuyển mạch bằng tần số cộng hưởng. Lý giải tương tự cho trường hợp ban đầu áp trễ pha hơn dòng. Để đảm bảo tần số làm việc luôn lớn hơn tần số cộng hưởng ta sử dụng thủ thuật: nếu ta làm trễ tín hiệu phản hồi áp so với tín hiệu phản hồi dòng thì do bộ PLL hoạt động luôn đảm bảo tín hiệu SIGNin và COMPin trùng pha nên điện áp thực tế luôn sớm pha hơn dòng điện thực hay tần số chuyển mạch lớn hơn tần số cộng hưởng. Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 36 Hình 3-6 Tín hiệu dòng, áp thực và phản hồi Như vậy, việc điều khiển tần số trên tần số cộng hưởng được thực hiện bằng cách thay đổi độ trễ của tín hiệu phản hồi áp so với tín hiệu phản hồi dòng đưa về 4046. Sơ đồ nguyên lý điều khiển: Hình 3-7 Nguyên lý điều khiển tần số Tín hiệu điện áp khối cộng hưởng được đưa qua mạch tạo răng cưa sườn lên và đưa vào so sánh với tín hiệu điện áp sai lệch Ve giữa tín hiệu điện áp đầu ra và điện áp chuẩn Vref. Tín hiệu điện áp sau bộ so sánh được đưa vào bộ so sánh pha cùng với tín hiệu phản hồi dòng vào khối cộng hưởng để điều chỉnh VCO dẫn tới thay đổi tần số fs Ve Mạch lái VCO lái Phản hồi áp ra So sánh Vref So sánh So sánh pha Phản hồi dòng Phản hồi áp Tạo răng cưa Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 37 chuyển mạch. Xung ra khối VCO được đưa qua mạch lái để đưa vào điều khiển các van công suất. 3.1.2. Phương pháp thay đổi độ rộng xung (PWM) Cấu trúc điều khiển: ` Hình 3-8 Cấu trúc điều khiển độ rộng xung Từ mạch tạo xung vuông với tần số làm việc ta đưa qua bộ tạo xung răng cưa sườn lên. Tín hiệu răng cưa này được đưa vào so sánh với tín hiệu điện áp sai lệch Ve giữa tín hiệu điện áp đầu ra và điện áp chuẩn Vref. Kết quả cho ta xung ra có độ rộng thay đổi phụ thuộc vào sai lệch giữa điện áp ra và điện áp chuẩn. 3.1.3. Điều khiển cả tần số và độ rộng xung Phương pháp điều biến độ rộng xung chỉ ổn áp được với dải đầu vào và tải biến thiên nhỏ do độ rộng xung chỉ có thể thay đổi trong 1 phạm vi nhất định. Phương pháp điều khiển tần số cũng có hạn chế là khi tải giảm mạnh thì tần số chuyển mạch phải đẩy lên rất cao để có thể ổn áp. Sự thay đổi nhỏ về tần số chuyển mạch ở gần giá trị cộng hưởng cũng làm điện áp đầu ra thay đổi khá lớn, do đó khả năng ổn áp chính xác của phương pháp này không cao. Để tận dụng ưu điểm, khắc phục nhược điểm của cả 2 phương pháp ta sử dụng phương pháp kết hợp: dùng điều khiển tần số để chỉnh thô, biến điệu độ rộng xung để chỉnh tinh. Ve So sánh Mạch lái Phản hồi áp ra So sánh Vref Tạo răng cưa Mạch tạo xung vuông fs Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 38 Cách thực hiện: Ta lấy xung ra của bộ điều khiển tần số (xung ra của 4046) làm mạch tạo xung vuông cho bộ điều biến độ rộng xung. Như vậy xung điều khiển van vừa thay đổi tần số, vừa biến điệu độ rộng xung để ổn áp đầu ra. Hình 3-9 Cấu trúc điều khiển cả tần số và độ rộng xung 3.2. Phân tích phương pháp điều khiển mạch half bridge Từ sơ đồ nghịch lưu Half – Bridge, ta có thể thấy van T1 (high-side) có cực Source không nối trực tiếp với đất mà thông qua van T2 (low-side) hoặc qua tải. Vì thế để điều khiển van high - side ta cần lưu ý 1 số điểm sau: Hình 3-10 Van high side + Điện áp cực gate phải lớn hơn từ 10 đến 15V so với điện áp cực source. Vì là van high-side nên điện áp cực gate có thể phải lớn hơn điện áp nguồn,vốn là điện áp cao nhất trong mạch. Vo Vi Khối công suất Bộ điều khiển tần số PWM Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 39 + Điện áp cực gate được điều khiển theo mức logic, thường được so sánh với đất. Vì vậy tín hiệu điều khiển phải được dịch mức so với cực source của van high- side. Điện áp này thường trôi nổi giữa đất và dương nguồn. + Công suất tiêu thụ của mạch điều khiển cực gate phải không được ảnh hưởng lớn đến hiệu suất chung của mạch Với những lưu ý trên, có rất nhiều cách có thể được sử dụng để điều khiển van high-side như : sử dụng nguồn điều khiển riêng không chung đất với nguồn chính, sử dụng biến áp xung cách ly, sử dụng mạch bootstrap… Mỗi phương pháp có những ưu nhược điểm riêng. Tuy nhiên đơn giản rẻ tiền và dễ thực hiện nhất là sử dụng mạch boostrap. Trong đồ án này, chúng em quyết định sử dụng IC điều khiển cầu IR2103, điều khiển cầu half-bridge theo phương pháp bootstrap. Sơ đồ cấu trúc của mạch điều khiển như sau: Hình 3-11 Cấu trúc mạch điều khiển half bridge Để tránh hiện tượng trùng dẫn khi 1 van chưa kịp khóa thì van còn lại đã dẫn, bên trong IR2103 cung cấp sẵn 1 mạch tạo deadtime để tạo ra khoảng thời gian trễ 520ns (typical). Nếu đưa cùng 1 xung điều khiển vào 2 đầu HIN và LIN thì dạng xung ra điều khiển van sẽ có deadtime như hình 3-12 sau đây: Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 40 Hình 3-12 Dạng xung vào-ra 2103  Nguyên lý làm việc mạch boostrap: Điện áp cấp cho cực gate của mosfet high-side được lấy trên tụ boostrap. Điện áp trên tụ này được nạp từ Vcc thông qua diode boostrap ở bán chu kì khi mosfet high-side khóa ( giả thiết rằng khi đó cực source của nó được nối xuống đất như trong đa số các trường hợp). Vì tụ boostrap được nạp từ nguồn áp thấp (Vcc) nên có thể xem công suất tiêu thụ cho mạch điều khiển cực gate là không đáng kể Công thức tính toán tụ boostrap như sau: _ ax oo g rr bst on m b strap bst uvlo Q Q I t C V V      Trong đó: Qg : là điện tích tổng của cực gate ( tra datasheet của mosfet ) Qrr : là điện tích phục hồi ngược của diode boostrap Ibst : Dòng xả của tụ boostrap _ _ _bst lk d q ls q drv gsI I I I I    Với: Ilk_d là dòng rò của diode Iq_ls là dòng tĩnh của bộ dịch mức Iq_drv là dòng kích cực gate Igs là dòng rò giữa cực gate và cực source của mosfet Ton_max : là thời gian dẫn cực đại của van high-side Vbst = Vcc – Vdiode : là điện áp ban đầu của tụ Cb Chương 3. Phân tích phương pháp điều khiển 41 Vuvlo là điện áp ngưỡng thấp áp của mạch kích ( = 9,8V với IR2103) Diode boostrap được chọn phải là diode xung có thời gian phục hồi ngược nhanh. Ví dụ: 2 van công suất là mosfet IRF540N, làm việc ở tần số fs = 100kHz. Ta chọn diode boostrap là 1N4148 có Qrr rất bé (< 100pC ) có thể bỏ qua.Ta có các bước tính toán như sau: Từ datasheet của IRF540n, Qg = 71nC Vbst = Vcc – Vdiode = 12 – 1 = 11V ( giả thiết Vcc = 12V) Igs = Qg * fs = 71*10 -9 * 10 5 = 7,1 mA Iqbs = 125uA; Ilk_d và Iq_ls có thể bỏ qua  Ibst = 7,1*10 -3 + 125*10 -6 = 7,225 mA ax _ ax 5 0,5 5 10 m on m s D T s f    Suy ra: 9 3 6 9 oo 71*10 7,225 10 5*10 89,3*10 11 9,8 b strapC F          Cboostrap min = 0,0893 uF Tuy nhiên, theo khuyến cáo của nhà sản xuất International Rectifier, ta nên chọn tụ boostrap có giá trị lớn gấp 10 lần giá trị tính toán. Như vậy Cbst = 10* Cboostrap min = 0,893 uF  Chọn tụ boostrap có giá trị 1uF ( tụ tan tan 105 ) Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 42 Chương 4 ThiÕt kÕ thö nghiÖm 4.1. Tính toán các thông số cơ bản của mạch Từ những kết quả phân tích lý thuyết ở trên, trong chương này ta sẽ tiến hành tính toán thiết kế và mô phỏng 1 bộ biến đổi cộng hưởng với các thông số như sau: Điện áp vào: Vin = 50V Dải điện áp đầu vào: 45 - 80V Điện áp ra: V0 = 12V Công suất định mức: P0 = 50W Tần số làm việc: f0 = 100 kHz 4.1.1. Tính chọn tỷ số biến áp Ta chọn chỉnh lưu với biến áp có điểm giữa, hệ số nhân áp của chỉnh lưu là: Với hệ số nhân áp của chỉnh lưu là Do vậy điện áp trước chỉnh lưu là: Xét bộ nghịch lưu của cấu trúc half-bridge, với độ rộng xung là 50%, theo như phân tích ở chương hai thì điện áp hiệu dụng đặt vào khối cộng hưởng là: 0,4502.50 22,51( )rmsV V  Do đó ta xác định số tỉ số biến áp là: 4.1.2. Tính chọn MOSFET Điện áp cực đại van phải chịu: Umax = Vin,max =80 (V) Giá trị điện trở tải khi đạt công suất cực đại ( đầy tải ) là: Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 43 2 2 0 min 0 12 2,88 50 L V R P     Suy ra điện trở tương đương của tải quy đổi về sơ cấp biến áp là: 2 2 min min 0 1 10,23( ) 8 L F i n R V R V           Dòng điện lớn nhất chạy qua van là: max max imin U I = =7,82(A) R Dựa vào kết quả tính toán và sự phổ biến của MOSFET trên thị trường, ta sử dụng 2 van là loại IRF540 của hãng IR với các thông số: Loại vỏ :TO220AB Kênh dẫn: N I_dmax=33 A ở 25oC I_dmax=23 A ở100oC R_dson=44 mΩ P_d=130 W V_dsmax=100 V 4.1.3. Tính toán các thành phần khối cộng hưởng Giả thiết hiệu suất làm việc của toàn bộ biến đổi . Như vậy giá trị của hàm truyền khối cộng hưởng cần đạt được là: Căn cứ vào đồ thị khảo sát hàm truyền MI2 vào QL và A, chọn A=2, QL=0,8. Suy ra:  Cs = C/3 = 93,2.10 -9 F Cp = 2C / 3 = 186,6.10 -9 F Do các giá trị điện dung này rất khó đạt được bằng các linh kiện có sẵn trên thị trường, nên trong thực tế ta hiệu chỉnh lại bằng cách chọn Cs = 100nF và Cp = 200nF Khi đó giá trị L được chọn lại là L = 37uH. Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 44 4.2. Kết quả mô phỏng Sơ đồ mô phỏng hệ thống bằng PSIM: Hình 4-1 Sơ đồ mô phỏng bằng PSIM Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 45 Kết quả mô phỏng thu được: (a) Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 46 (b) Hình 4-2 Kết quả mô phỏng a- Ở 100% tải, tần số chuyển mạch fs = 100 kHz b- Ở 50% tải và tần số chuyển mạch fs = 115kHz Nhận xét: - Ở tần số chuyển mạch fs = 100 kHz và fs = 115kHz thì cả 2 van công suất đều đạt được điều kiện chuyển mạch ZVS. - Dạng dòng điện đi qua mạch cộng hưởng có dạng hình sin, tại thời điểm khóa van thì dòng điện qua van là rất nhỏ -> giảm tổn hao khi khóa. - Khi giảm tải, tần số cộng hưởng tăng lên. - Dạng điện áp đưa vào cuộn sơ cấp của biến áp cũng có dạng sin và liên tục. - Điện áp ra đạt trên 12V do mạch hở. Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 47 4.3.Kết quả thực nghiệm Mô hình thực tế: Hình 4-3 Mạch thí nghiệm 4.3.2. Một số kết quả thu được: Ở 80% tải: (a) Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 48 (b) (c) Hình 4-4 Kết quả thu được ở 80% tải 1,2: Dòng điện và điện áp phản hồi đưa về mạch vòng khóa pha 3,4: a- Điện áp và dòng điện trên tải b- Dòng điện và điện áp đi vào bộ cộng hưởng c- Điện áp UDS và UGS trên mosfet high-side Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 49 Ở 50% tải: (a) (b) Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 50 (c) Hình 4-5 Kết quả thu được ở 50% tải 1,2: Dòng điện và điện áp phản hồi đưa về mạch vòng khóa pha 3,4: a- Điện áp và dòng điện trên tải b- Dòng điện và điện áp đi vào bộ cộng hưởng c- Điện áp UDS và UGS trên mosfet high-side Ở 25% tải Hình 4-6 Kết quả thu được ở 25% tải 1,2: Dòng điện và điện áp phản hồi đưa về mạch vòng khóa pha 3,4: Điện áp và dòng điện trên tải Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 51 4.3.3. Nhận xét chung - Mạch vòng khóa pha hoạt động tốt, tín hiệu đưa về được bắt trùng pha ở sườn lên - Khi tải thay đổi, điện áp đẩu ra vẫn được giữ ổn định ở 12V nhờ các mạch vòng tần số và mạch vòng PWM, điều kiện chuyển mạch ZVS của các van vẫn đạt được. Điện áp UDS trên van về bằng 0 trước thời điểm phát xung mở van UGS - Kết quả thu được giữa thực nghiệm và lý thuyết hoàn toàn trùng khớp, chứng tỏ sự đúng đắn của lý thuyết. 4.3.4. Phân tích kết quả ở 80% tải - Điện áp đầu ra được giữ ở 12V, dòng điện trên tải Io = 3,49A  Công suất đầu ra Po = Vo * Io = 12 * 3,49 = 41,88W - Tần số chuyển mạch fs = 95,27 kHz lớn hơn tần số cộng hưởng do dòng đi vào khối cộng hưởng chậm pha hơn so với điện áp. - Ta sẽ ước lượng công suất tổn hao trên van bằng các công thức sau: a. Tổn hao động: là tổn hao trong quá trình chuyển mạch: Pcm = fs * ( UDS_on * IDS_on * ton + UDS_off * IDS_off * toff ) (*) Trong đó: fs là tần số chuyển mạch UDS_on, IDS_on: Điện áp, dòng điện trên van tại thời điểm chuyển từ off -> on UDS_off, IDS_off: Điện áp, dòng điện trên van tại thời điểm chuyển từ on -> off Ton, toff : Thời gian trễ trong quá trình chuyển mạch của van Từ kết quả thực nghiệm ở trên: UDS_on = 0V; UDS_off = 16V; IDS_off = 0,4A Tra datasheet IRF540N: toff = 74 ns Thay vào (*) ta được Pcm = 95270 * ( 0 + 16 * 0,4 * 74 * 10 -9 ) = 0,023 W b. Tổn hao tĩnh: là tổn hao trong quá trình dẫn của van, gây ra do sụt áp trên điện trở của van khi dẫn Ptĩnh = I 2 DS_ontb * RDS_on/2 ( do mỗi van chỉ dẫn trong ½ chu kì ) Ta có: IDS_ontb = Io / n = 3,49 / 1,6 = 2,18A Với Mosfet IRF540N: RDS_on = 0,044 Ω  Ptĩnh = 2,18 2 * 0,044 /2 = 0,105 W Chương 4. Thiết kế thử nghiệm 52 Vậy tổng tổn hao trên 1 van là: Pth = Pcm + Ptĩnh = 0,023 + 0,105 = 0,128 W Tỉ lệ công suất tổn hao trên van so với công suất đầu ra là: Ta có thể thấy tốn hảo trên van là rất nhỏ, do vậy đối với mạch cộng hưởng, diện tích của các thiết bị tản nhiệt sẽ được giảm thiểu => Nâng cao hiệu suất và mật độ công suất của bộ nguồn Kết luận KẾT LUẬN Sau thời gian thực tập tốt nghiệp với nhiệm vụ “ Nghiên cứu, phát triển các bộ biến đổi một chiều dựa trên nguyên lý cộng hưởng”, em đã tổng hợp được khá nhiều lượng kiến thức đã học trên giảng đường trong 5 năm học vừa qua. Em xin chân thành cảm ơn sự chỉ bảo nhiệt tình của thầy giáo TS. Đỗ Mạnh Cường, các thầy cô giáo trong bộ môn Tự động hoá XNCN và sự giúp đỡ của các bạn đã giúp em hoàn thành bản đồ án này. Em đã thu được những kết quả cụ thể như sau: Đã thực hiện: - Phân tích được nguyên lý làm việc của mạch cộng hưởng, xây dựng được các công thức tính toán, phân tích mạch. - Phân tích được phương pháp điều khiển để ổn áp điện áp đầu ra và phương pháp điều khiển mạch half bridge. - Tiến hành thiết kế thử nghiệm thành công, kiểm nghiệm được tính đúng đắn của lý thuyết. Định hướng mở rộng: - Nâng cao công suát của bộ nguồn lên 120W để đáp ứng được với nhiều yêu cầu của tải - Sử dụng chỉnh lưu đồng bộ ( Synchronous Rectifier ) để giảm tổn hao do điện áp rơi trên van gây ra -> nâng cao hiệu suất - Sử dụng mạch điều khiển số, linh kiện dán để sử dụng trong các mạch tích hợp. - Tính toán thiết kế các chế độ bảo vệ quá dòng, quá áp… cho bộ nguồn - Nghiên cứu chế tạo bộ biến đổi AC-DC ( PFC ) tạo ra điện áp 1 chiều 50V ở đầu vào để hoàn thiện hoàn toàn bộ nguồn tiến tới thương mại hóa sản phẩm Do thời gian và năng lực bản thân còn hạn chế nên kết quả của em chắc chắn còn nhiều thiếu sót, em rất mong được sự chỉ dạy và đóng góp ý kiến của thầy cô và các bạn. Em xin chân thành cảm ơn! Hà Nội, ngày 27 tháng 5 năm 2010 Sinh viên thực hiện Nguyễn Đức Nghĩa Phụ lục PHỤ LỤC Các hàm Matlab xác định tính chất của bộ biến đổi: 1. Hàm truyền MI2 cấu trúc nối tiếp function [tsrc, MI2src] = ham_truyen_MI2_src(QL,A) i=0 for x = 0:0.01:2 i=i+1; tsrc(i) =x; MI2src(i) = 1./sqrt(1+QL^2*(x-1./x).^2); end end 2. Hàm truyền MI2 cấu trúc song song: function[tprc,MI2prc] = ham_truyen_MI2_prc(QL,A) i=0 for x = 0:0.01:2 i=i+1; tprc(i) =x; MI2prc(i) = 1./sqrt((1-x.^2).^2+x.^2/QL.^2); end end 3. Hàm truyền MI2 cấu trúc LCC: function [tlcc,MI2lcc]= ham_truyen_MI2_LCC(QL,A) i=0; for x = 0:0.01:2; i=i+1; tlcc(i) =x; MI2lcc(i) = 1./sqrt((1+A)^2*(1-x.^2).^2+(1./(QL^2))*(x-(1./x)*A/(A+1)).^2) end end Phụ lục 4. Biên độ trở kháng vào cấu trúc LCC: function [tzi,Zi]=Zi(QL,A) i=0; for x = 0.01:0.01:2 i=i+1; tzi(i)=x; tu1 = ((1+A).^2)*((1-(x.^2)).^2); tu2 = (1./(QL.^2))*((x-((1./x)*(A/(A+1)))).^2); mau = 1 + ((QL*(1+A)).^2)*(x.^2); Zi(i) = QL * sqrt((tu1+tu2)./mau) end end 5. Phase của trở kháng vào cấu trúc LCC function [tpzi, pzi)= phase_Zi(QL,A) i=0; for x=0.02:0.02:2; i=i+1; tpzi(i)=x; tanphi=(1./QL)*(x-(1./x)*0.5)-4*QL*x.*(1-(x.^2)); phase_Zi(i) = atan(tanphi)*180/pi; end end TÀI LIỆU THAM KHẢO 1. Võ Minh Chính, Phạm Quốc Hải, Trần Trọng Minh “Điện tử công suất” - Nhà xuất bản khoa học kỹ thuật – 2007 2. Trần Trọng Minh “Giáo trình điện tử công suất” - Nhà xuất bản giáo dục - 2007 3. Trần Văn Thịnh “ Tính toán thiết kế thiết bị điện tử công suất”- Nhà xuất bản giáo dục -2005 4. TimothyL.Skvarenina “The power electronic handbook” - CRC Press LLC -2002 5. Alex Van den Bossche, Vencislav Cekov Valchev “Inductors and Transformers for Power Electronics” - CRC Press – 2005 6. KAISU’s Thesis “A SERIES-PARALLEL RESONANT TOPOLOGY AND NEW GATE DRIVE CIRCUITS FOR LOW VOLTAGE DC TO DC CONVERTER” - Queen’s University Kingston, Ontario, Canada January, 2008 7. Bo Yang’s Thesis “Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power System” - Blacksburg, Virginia – 2003 8. Application Note AN-978 “HV Floating MOS-Gate Driver ICs” – International Rectifier 9. Laszlo Balogh “Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits” 10. R. Steigerwald A comparison of half-bridge resonant converter topologies, IEEE Trans. Power Electron., vol. 3, Mar. 1988, pp. 174–182. 11. M. K. Kazimierczuk, N. Thirunarayan, and S. Shan “Analysis of series-parallel resonant converter,” IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst.,vol. 29, no. 1, Jan. 1993, pp. 88–99. 12. Datasheets of ICs: HEF4046, IR2103, 1N4148… 13. Các tài liệu tham khảo khác trên internet.