Tóm tắt Luận văn Ước lượng từ thông trong điều khiển Vector tựa từ thông Roto động cơ không đồng bộ

Bằng nguyên lý điều khiển trên đây ta đã “biến đổi” động cơ không đồng bộ roto lồng sóc về mô hình tương ứng động cơ điện một chiều kích từ độc lập. M i u Ф M dsi dsu r qsu qsi ki ku Hình 2-2 . Sự tương đồng giữa động cơ không đồng bộ trong hệ tọa độ tựa từ thông rôto và động cơ một chiều kích từ độc lập Trong phương pháp này cần phải xác định được vị trí góc của vecto từ thông roto để có thể tựa hệ trục dq vào đó. Từ hình 2.1 thấy rằng: slms   m sl sl sl s d dd dt dt dt             Từ các phương trình từ thông trong hệ (1.17) có thể rút ra được dòng điện roto: -33- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 1 1 . . .m mdr dr qr qr qs r r r L L I I i Lr L L L      Và do đó có thể viết lại được hai phương trình điện áp roto của (2.1) cho động cơ không đồng bộ roto lồng sóc: . . . . 0 . . . 0 dr mr dr r ds sl qr r s qr mr qr r ds sl dr r m d LR R i dt L L d LR R i dt L L                 (2.1) Bởi vì qr = 0 và do đó dqr/dt = 0 nên ta có được hai biểu thức quan trọng sau đây được tính từ hệ (2.1). . .r r r m ds r L d L i R dt    (2.2) . .mrsl qs r LR i L r    (2.3) Tổng hợp các phân tích trên đây, ta có thể dựng được sơ đồ khối của hệ thống điều khiển vecto tựa từ thông roto như trên hình 2.2 -34- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 2.3. Sơ đồ khối hệ thống điều khiển vecto tựa từ thông roto Có thể phân sơ đồ khối hình 2.3 ra làm ba phần (bởi các đường nét đứt). Phần bên trái của sơ đồ là phần các thuật điều khiển, được xây dựng trên hệ tọa độ dq gắn với từ thông roto, do các đại lượng điện cơ là biến thiên chậm (một chiều) nên có thể xây dựng các mạch vòng điều khiển đơn biến (SISO), phần góc trên bên phải chính là đối tượng điều khiển bao gồm nghịch lưu và động cơ không đồng bộ (NL – ĐK). Phần góc dưới bên trái là phần đo lường và tính toán các giá trị phản hồi, trong đó SP là thiết bị đo vị trí góc dây quấn roto m. Mạch lực của sơ đồ bao gồm nghịch lưu nguồn áp có thể điều chế PWM hoạc SVM cung cấp cho động cơ, nguồn điện áp ba pha được coi là hình sin: Uas, Ubs, Ucs. Mạch vòng điều khiển tốc độ cho đầu ra là giá trị momen đặt M * và thông qua hệ số momen Km ta được giá trị đặt của dòng điện ngang trục i * sq, quan hệ giữa momen và thành phần dòng điện ngang trục được biểu diễn bởi phương trình (2.2). -35- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên * * ' 2. 1 . 3 . sq r m m r i L K M p L    (2.4) Thành phần dòng điện dọc trục (sinh ra từ thông roto) được xuất ra bởi bộ điều khiển từ thông R , quan hệ giữa i * sd và  * r được biểu diễn bởi phương trình vi phân (2.2) tần số trượt *sl được tính toán bởi phương trình (2.3) để thỏa mãn tính chính xác của đồ thị hình ( 2.2). * * . . sl m r s sl r r L R K i L     (2.5) Giá trị từ thông đặt được xác định bởi đặc tính của khâu dẫn từ thông DTT, đảm bảo động cơ có thể làm việc với tốc độ trên tốc độ định mức, tức là trong vùng giảm từ thông. Trong trường hợp từ thông là không đổi và bằng giá trị định mức thì không cần khâu DTT và do đó cũng có thể không cần bộ điều chỉnh từ thông R. Trong trường hợp chung, bộ điều chỉnh từ thông là cần thiết bởi vì từ thông tỷ lệ với thành phần dọc trục của dòng điện qua một khâu quán tính, với hằng số thời gian quán tính là Tr = Lr/Rr, 2.2. Tổng quan về biến tần 2.2.1. Biến tần sử dụng trong công nghiệp Với sự phát triển như vũ bão về chủng loại và số lượng của các bộ biến tần, ngày càng có nhiều thiết bị điện – điện tử sử dụng các bộ biến tần, trong đó một bộ phận đáng kể sử dụng biến tần phải kể đến chính là bộ biến tần điều khiển tốc độ động cơ điện. Trong thực tế có rất nhiều hoạt động trong công nghiệp có liên quan đến tốc độ động cơ điện. Đôi lúc có thể xem sự ổn định của tốc độ động cơ mang yếu tố sống còn của chất lượng sản phẩm, sự ổn định của hệ thống Ví dụ: máy ép nhựa làm đế giầy, cán thép, hệ thống tự động pha trộn nguyên liệu, máy ly tâm định hình khi đúc Vì thế, việc điều khiển và ổn định tốc độ động cơ được xem như vấn đề chính yếu của các hệ thống điều khiển trong công nghiệp. -36- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Điều chỉnh tốc độ động cơ là dùng các biện pháp nhân tạo để thay đổi các thông số nguồn như điện áp hay các thông số mạch như điện trở phụ, thay đổi từ thông Từ đó tạo ra các đặc tính cơ mới để có những tốc độ làm việc mới phù hợp với yêu cầu của phụ tải cơ. Có hai phương pháp để điều chỉnh tốc độ động cơ:  Biến đổi các thông số của bộ phận cơ khí tức là biến đổi tỷ số truyền chuyển tiếp từ trục động cơ đến cơ cấu máy sản xuất.  Biến đổi tốc độ góc của động cơ điện. Phương pháp này làm giảm tính phức tạp của cơ cấu và cải thiện được đặc tính điều chỉnh, đặc biệt linh hoạt khi ứng dụng các hệ thống điều khiển bằng điện tử. Vì vậy, bộ biến tần được sử dụng để điều khiển tốc độ động cơ theo phương pháp này. Khảo sát cho thấy:  Chiếm 30% thị trường biến tần là các bộ điều khiển moment.  Trong các bộ điều khiển moment động cơ chiếm 55% là các ứng dụng quạt gió, trong đó phần lớn là các hệ thống HAVC (điều hòa không khí trung tâm), chiếm 45% là các ứng dụng bơm, chủ yếu là trong công nghiệp nặng.  Nâng cấp cải tạo các hệ thống bơm và quạt từ hệ điều khiển tốc độ không đổi lên hệ tốc độ có thể điều chỉnh được trong công nghiệp với lợi nhuận to lớn thu về từ việc tiết giảm nhiên liệu điện năng tiêu thụ. Tính hữu dụng của biến tần trong các ứng dụng bơm và quạt  Điều chỉnh lưu lượng tương ứng với điều chỉnh tốc độ Bơm và Quạt.  Điều chỉnh áp suất tương ứng với điều chỉnh góc mở của van.  Giảm tiếng ồn công nghiệp.  Năng lượng sử dụng tỉ lệ thuận với lũy thừa bậc ba của tốc độ động cơ.  Giúp tiết kiệm điện năng tối đa. Như tên gọi, bộ biến tần sử dụng trong hệ truyền động, chức năng chính là thay đổi tần số nguồn cung cấp cho động cơ để thay đổi tốc độ động cơ nhưng nếu chỉ thay -37- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên đổi tần số nguồn cung cấp thì có thể thực hiện việc biến đổi này theo nhiều phương thức khác. không dùng mạch điện tử. Trước kia, khi công nghệ chế tạo linh kiện bán dẫn chưa phát triển, người ta chủ yếu sử dụng các nghịch lưu dùng máy biến áp. Ưu điểm chính của các thiết bị dạng này là sóng dạng điện áp ngõ ra rất tốt (ít hài) và công suất lớn (so với biến tần hai bậc dùng linh kiện bán dẫn) nhưng còn nhiều hạn chế như: - Giá thành cao do phải dùng máy biến áp công suất lớn. - Tổn thất trên biến áp chiếm đến 50% tổng tổn thất trên hệ thống nghịch lưu. - Chiếm diện tích lắp đặt lớn, dẫn đến khó khăn trong việc lắp đặt, duy tu, bảo trì cũng như thay mới. - Điều khiển khó khăn, khoảng điều khiển không rộng và dễ bị quá điện áp ngõ ra do có hiện tượng bão hoà từ của lõi thép máy biến áp. Ngoài ra, các hệ truyền động còn nhiều thông số khác cần được thay đổi, giám sát như: điện áp, dòng điện, khởi động êm (Ramp start hay Soft start), tính chất tải mà chỉ có bộ biến tần sử dụng các thiết bị bán dẫn là thích hợp nhất trong trường hợp này. 2.2.2. Các loại biến tần Biến tần thường được chia làm hai loại: - Biến tần trực tiếp - Biến tần gián tiếp  Biến tần trực tiếp Biến tần trực tiếp là bộ biến đổi tần số trực tiếp từ lưới điện xoay chiều không thông qua khâu trung gian một chiều. Tần số ra được điều chỉnh nhảy cấp và nhỏ hơn tần số lưới ( f1 < flưới ). Loại biến tần này hiện nay ít được sử dụng.  Biến tần gián tiếp -38- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Các bộ biến tần gián tiếp có cấu trúc như sau: Hình 2.4. Sơ đồ cấu trúc của biến tần gián tiếp Như vậy để biến đổi tần số cần thông qua một khâu trung gian một chiều vì vậy có tên gọi là biến tần gián tiếp. Chức năng của các khối như sau: a) Chỉnh lưu: Chức năng của khâu chỉnh lưu là biến đổi điện áp xoay chiều thành điện áp một chiều. Chỉnh lưu có thể là không điều chỉnh hoặc có điều chỉnh. Ngày nay đa số chỉnh lưu là không điều chỉnh, vì điều chỉnh điện áp một chiều trong phạm vi rộng sẽ làm tăng kích thước của bộ lọc và làm giảm hiệu suất bộ biến đổi. Nói chung chức năng biến đổi điện áp và tần số được thực hiện bởi nghịch lưu thông qua luật điều khiển. Trong các bộ biến đổi công suất lớn, người ta thường dùng chỉnh lưu bán điều khiển với chức năng làm nhiệm vụ bảo vệ cho toàn hệ thống khi quá tải. Tùy theo tầng nghịch lưu yêu cầu nguồn dòng hay nguồn áp mà bộ chỉnh lưu sẽ tạo ra dòng điện hay điện áp tương đối ổn định. b) Lọc: Bộ lọc có nhiệm vụ san phẳng điện áp sau chỉnh lưu. c) Nghịch lưu: Chức năng của khâu nghịch lưu là biến đổi dòng một chiều thành dòng xoay chiều có tần số có thể thay đổi được và làm việc với phụ tải độc lập Nghịch lưu có thể là một trong ba loại sau: - Nghịch lưu nguồn áp: trong dạng này, dạng điện áp ra tải được định dạng trước (thường có dạng xung chữ nhật) còn dạng dòng điện phụ thuộc vào tính chất tải. Nguồn điện áp cung cấp phải là nguồn sức điện động có nội trở nhỏ. Trong các ứng dụng điều kiển động cơ, thường sử dụng nghịch lưu nguồn áp. -39- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên - Nghịch lưu nguồn dòng: Ngược với dạng trên, dạng dòng điện ra tải được định hình trước, còn dạng điện áp phụ thuộc vào tải. Nguồn cung cấp phải là nguồn dòng để đảm bảo giữ dòng một chiều ổn định, vì vậy nếu nguồn là sức điện động thì phải có điện cảm đầu vào đủ lớn hoặc đảm bảo điều kiện trên theo nguyên tắc điều khiển ổn định dòng điện. - Nghịch lưu cộng hưởng: Loại này dùng nguyên tắc cộng hưởng khi mạch hoạt động, do đó dạng dòng điện (hoặc điện áp) thường có dạng hình sin. Cả điện áp và dòng điện ra tải phụ thuộc vào tính chất tải. 2.3. Các phƣơng pháp điều khiển nghịch lƣu Ở biến tần gián tiếp, chức năng biến đổi tần số và điện áp được thực hiện bởi nghịch lưu thông qua luật điều khiển. Để điều chỉnh điện áp ra của nghịch lưu (giá trị hiệu dụng, giá trị trung bình trong một nửa chu kỳ hoặc biên độ của sóng điều hòa bậc một), ta có thể dùng các phương pháp sau:  Điều chỉnh điện áp một chiều: Để điều chỉnh điện áp một chiều ở đầu vào của nghịch lưu có thể dùng chỉnh lưu điều khiển hoặc bộ biến đổi xung áp một chiều. Khi điều chỉnh điện áp chỉnh lưu trong một dải khá rộng sẽ làm cho hệ số công suất của bộ biến đổi giảm, chất lượng điện áp một chiều cũng kém đi và kích thước của bộ lọc đòi hỏi sẽ lớn hơn.  Điều chỉnh điện áp phía xoay chiều: Điều chỉnh điện áp phía xoay chiều có hai cách: dùng biến áp hoặc bộ biến đổi xung áp xoay chiều. Dùng biến áp sẽ làm tăng kích thước của bộ biến đổi, khó điều chỉnh vô cấp và không nhanh. Còn nếu dùng bộ biến đổi xung áp xoay chiều sẽ làm xấu chất lượng ra của điện áp nghịch lưu, từ đó làm giảm hiệu suất và phải có bộ lọc với kích thước lớn.  Điều chỉnh bằng cách cộng điện áp của nhiều nghịch lưu: - Trong phương pháp này, các đầu ra của nghịch lưu được mắc nối tiếp thông qua thứ cấp của máy biến áp. Điện áp ra của các nghịch lưu sẽ có thứ tự pha khác -40- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên nhau. Phương pháp này chỉ thích hợp khi tần số của nghịch lưu là cố định vì máy biến áp thường được tính với tần số cố định. Chất lượng của nó sẽ kém đi nếu tần số chuyển mạch tăng lên.  Điều chỉnh xung điện áp: Gía trị tức thời điện áp ra của nghịch lưu là các xung áp. Nếu thay đổi độ rộng các xung này thì giá trị hiệu dụng của điện áp ra sẽ thay đổi. Đây là phương pháp điều chế độ rộng xung PWM. Thực tế để điều chỉnh điện áp ra của nghịch lưu người ta hay dùng phương pháp điều chế độ rộng xung vì phương pháp này cho phép không những thay đổi được giá trị của điện áp ra mà còn khử được các sóng điều hòa bậc cao và làm cho điện áp ra là gần sin. Hiện nay có 2 phương pháp điều chế cơ bản: - Phương pháp PWM thông thường. - Phương pháp PWM véctơ không gian (SVPWM). 2.3.1. Phương pháp PWM thông thường Phương pháp PWM thông thường được gọi là điều chế dựa trên cơ sở sóng mang. Các sóng mang này thường là sóng sin tam giác (có tần số fx), được so sánh với điện áp điều khiển (có tần số bằng tần số điện áp mong muốn) để sinh ra các xung âm và dương có tần số và bề rộng có thể thay đổi được. Tần số của sóng mang bằng tần số chuyển mạch của nghịch lưu, thường chúng được giữ cố định. Khi tăng số xung trong một nửa chu kỳ có thể làm giảm tần số của sóng sin đầu ra, tăng bề rộng xung có thể làm tăng biên độ của sóng sin. Dựa vào dạng sóng mang có thể có phân thành: - Điều chế một cực tính. - Điều chế hai cực tính. Xung hai cực tính (hình 2.5a) được tạo ra bằng cách so sánh điện áp răng cưa u(t) với điện áp chủ đạo e(t) có dạng hình sin. Xung răng cưa là xung có hai cực tính -41- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên trong cả chu kỳ điều biến, do đó điện áp ra của nghịch lưu u(t) sẽ là xung hai cực tính có độ rộng thay đổi theo quy luật hình sin: sint K t   (2.6) Trong đó: ∆t là độ rộng xung, K là hệ số; Ω là tần số của nghịch lưu Để điều chế xung một cực tính, so sánh điện áp răng cưa một cực tính trong mỗi nửa chu kỳ (hình 2.5b) Các tham số quan trọng khi thiết kế nghịch lưu điều chế PWM: - Hệ số điều biến biên độ: ma = udkm/uxm udkm : Biên độ của tín hiệu điều khiển uxm : Biên độ của tín hiệu xung tam giác - Hệ số điều biến tần số: mf = fx/fdk fx : Tần số tín hiệu sóng mang fdk : Tần số tín hiệu điều khiển, cũng là tần số điện áp mong muốn Hình 2.5 Điều chế độ rộng Xung ( a. Hai cực tính; b. Một cực tính) -42- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên  Phương pháp điều chế PWM thông thường trong nghịch lưu áp ba pha Hình 2.6 là sơ đồ cấu trúc của hệ điều khiển nghịch lưu áp ba pha PWM thông thường. Mỗi pha có một bộ điều chế riêng biệt và các bộ PWM thông thường cần phải tạo ra hệ thống điện áp ba pha đối xứng. Hình 2.7 là dạng điện áp ra của sơ đồ nghịch lưu ba pha Hình 2.6. Sơ đồ cấu trúc hệ điều khiển nghịch lưu áp ba pha PWM thông thường. Khi hệ số điều biến biên độ ma> 1 thì có thể tăng được biên độ của thành phần điện áp tần số cơ bản, quan hệ giữa thành phần cơ bản và hệ số điều biến là phi tuyến, phụ thuộc vào hệ số điều biến tần số mf, đồng thời có nhiều thành phần sóng hài 3, 5, 7, ... Phương pháp điều biến này gọi là phương pháp quá điều biến. Để giảm được các thành phần sóng hài có bậc là bội số của mf (bội chẵn và bội lẻ) thì mf được chọn là bội số lẻ của 3. -43- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 0 U 0 UAN 0 UBN 0 UAB=UAN-UBN t t t t Ux UdkA UdkB UdkC Hình 2.7. Dạng điện áp ra của sơ đồ nghịch lưu áp ba pha. 2.3.2. Phương pháp điều chế vector không gian SPWM Do sự phát triển mạnh mẽ của các thiết bị điện tử công suất đã dẫn đến yêu cầu cần PWM hiệu quả hơn. Các vấn đề như là khử các sóng hài trong các thành phần dòng điện, để làm giảm các tổn hao đồng trong động cơ không đồng bộ. Phương pháp PWM thông thường có thể thực hiện được bằng cách tăng tần số sóng mang hay chính là tần số chuyển mạch. Tuy nhiên điều này lại làm tăng các tổn hao chuyển mạch. Để vượt qua những hạn chế của chiến lược chuyển mạch, một kỹ thuật mới được biết là phương pháp điều chế bề rộng xung theo kiểu véctơ không gian (Space Vector Pulse Width Modulation – SVPWM) đã được sử dụng rộng rãi trong công nghiệp. SVPWM là một phương pháp hiệu quả cao để tạo ra sáu xung điều khiển nghịch lưu cho một hệ truyền động. -44- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 2.8. Nghịch lưu áp ba pha (a) và đồ thị điện áp ra sáu bậc (b). Điện áp trên tải là hệ thống ba pha đối xứng. Hệ thống điện áp ba pha này được mô tả bởi vector Un ứng với mỗi chu kỳ điện áp ra (n=1,2,6). Xét trong khoảng thời gian t0÷t1 có ba van dẫn là 1,6,2 và điện áp ra trên các pha có thể được mô tả bởi vector U có giá trị tuyệt đối |U| = 2/3E. Nếu chiếu vector U lên trục a thì Ua = 2/3E, còn đem chiếu vector U lên trục b và c thì ta sẽ nhận được Ub = -1/3E, Uc = -1/3E. Trong mỗi chu kỳ điện áp ra có 6 lần chuyển mạch (6 lần đóng cắt các van động lực). Tương ứng ta có 6 vector U1, U2, U3, U4, U5, U6 mô tả điện áp ba pha đối xứng (hình 2.8a). Vị trí và giá trị của các vector này xác định giá trị điện áp tức thời trong các pha và luật đóng mở các van. Do đó các vector này được gọi là các vector chuyển mạch: - Vector U1 ứng với tổ hợp van 1,6,2 dẫn điện - Vector U2 ứng với tổ hợp van 1,3,2 dẫn điện -45- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên - Vector U3 ứng với tổ hợp van 3,2,4 dẫn điện - Vector U4 ứng với tổ hợp van 3,5,4 dẫn điện - Vector U5 ứng với tổ hợp van 5,6,4 dẫn điện - Vector U6 ứng với tổ hợp van 1,5,6 dẫn điện Có hai vector không ứng với các trạng thái: - Vector U0 ứng với tổ hợp van 2,4,6 dẫn điện - Vector U7 ứng với tổ hợp van 1,3,5 dẫn điện Mỗi trạng thái dẫn của tổ hợp van cũng cho biết vị trí của mỗi vector. Chuyển từ trạng thái này sang trạng thái khác (ví dụ từ 1,6,2 sang 1,5,6) bằng cách đóng mở các tổ hợp van khác nhau thì vector chuyển mạch cũng thay đổi vị trí một góc bằng π/3. Như vậy các đại lượng U1, U2, U3, U4, U5, U6 cùng có 6 hướng thay đổi trong không gian. Do đó các vector này còn được gọi là vector trạng thái. Thuật toán trên sẽ được sử dụng để lập trình cho S_function để điều chế Véctơ không gian. Theo sơ đồ bộ nghịch lưu nguồn áp ba pha, do các quy tắc chuyển mạch quy định, chỉ có 8 trạng thái đóng cắt của van là được phép. Tương ứng các trạng thái van này là các vectơ không gian điện áp hoặc dòng điện có giá trị cố định cả về hướng lẫn độ dài,gọi là các vectơ biên chuẩn. Các vectơ này chia mặt phẳng tọa độ thành các thành phần nhất định, goi là các sectơ -46- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 2.9. Các sectơ và vectơ biên chuẩn trong mặt phẳng  Khi vectơ quay *V ở vị trí bất kỳ trong một sectơ nào đó,có thể biểu diễn *V như là tổng của các vectơ thành phần * 1 2V V V   . Trong đó 1 2,V V có hướng dọc theo các vectơ biên chuẩn.Do đó ta có thể tạo ra 1 2,V V như là giá trị trung bình của thời gian tồn tại các vectơ biên thông qua các trạng thái van tương ứng,trong một chu kỳ cắt mẫu. Từ đó ta có khả năng tổng hợp nên vectơ quay *V mong muốn ở vị trí bất kỳ. Vậy thuật toán điều chế vectơ không gian sẽ gồm các bước: 1. Xác định trạng thái các van cho phép trong sơ đồ bộ nghịch lưu 2. Từ các trạng thái van cho phép,xác định các vectơ biên chuẩn, xác định các sectơ 3. Xác định vectơ điện áp đặt u đang thuộc sectơ nào,sau đó lựa chọn các vectơ biên chuẩn phù hợp. 4. Tính toán thời gian sử dụng các vectơ biên (hay hệ số biến điệu) để tạo nên các vectơ thành phần. 5. Tối ưu hóa thứ tự thực hiện các vectơ biên chuẩn để sao cho số lần đóng cắt các van xảy ra ít nhất Ta sẽ thực hiện từng bước thiết kế bộ điều chế vectơ không gian cho nghịch lưu nguồn áp ba pha Xác định các trạng thái van cho phép và các vectơ biên chuẩn Trong sơ đồ nghịch lưu áp ba pha,các van điều khiển phải tuân theo những quy luật chuyển mạch sau: -47- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên - Không được ngắn mạch nguồn một chiều đầu vào vì sẽ sinh ra dòng lớn,phá hủy các van - Không được hở mạch bất cứ pha nào ở đầu ra do khi đó nếu tải có tính chất trở cảm dòng có thể vẫn chạy qua các điôt ngược,dẫn đến điện áp ra phụ thuộc vào tải không còn là nghịch lưu áp như mong muốn. Do đó,với bộ nghịch lưu nguồn áp ba pha sẽ chỉ có 8 trạng thái van cho phép ứng với mỗi trạng thái van này,các điện áp pha có giá trị tương ứng được tính toán như sơ đồ mạch tải .Vectơ không gian u được tính toán trong tọa độ ba pha  2 2 3 A B Cu u au a u   (2.7) Hoặc trong tọa độ  :   1 2 3 1 ( ) 3 A B C B C u u u u u u u            (2.8) Từ đó ta tính được các vectơ biên chuẩn: 6 vectơ 100 010 001 110 011 101, , , , ,V V V V V V diễn trên có độ lớn bằng 2/3UDC, góc pha cố định lệch nhau một góc 060 tạo thành một lục giác đều chia mặt phẳng 0 thành 6 phần bằng nhau, gọi là các sectơ. 2 vectơ còn lại 000 111,V V có độ dài bằng không ứng với trạng thái van 0 và 7. -48- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 2.10. Các vectơ biên chuẩn và các sectơ Bảng 2.1. Trạng thái các van , các vectơ biên chuẩn và vectơ u Vectơ biên chuẩn Van dẫn uA uB uc u 100V 1,4,6 (2/3) DCV -(1/3) DCV -(1/3) DCV (2/3) DCV 110V 1,3,6 (1/3) DCV (1/3) DCV -(2/3) DCV (2/3) DCV /3je  010V 2,3,6 -(1/3) DCV (2/3) DCV -(1/3) DCV (2/3) DCV 2 /3je  011V 2,3,5 -(2/3) DCV (1/3) DCV (1/3) DCV (2/3) DCV je  001V 2,4,5 -(1/3) DCV -(1/3) DCV (2/3) DCV (2/3 DCV 4 /3je  101V 1,4,5 (1/3) DCV -(2/3) DCV (1/3) DCV (2/3) DCV 5 /3je  000V , 111V 1,3,5 2,4,6 0 0 0 0 Xác định thứ tự tối ưu thực hiện các vectơ biên chuẩn Để tạo ra một hệ thống điện áp ba pha hình sin ở đầu ra của nghịch lưu,ta phải tạo được một vectơ không gian u với độ dài không đổi, quay với tốc độ  mong muốn. Vectơ u là giá trị trung bình của các vectơ biên chuẩn tương ứng với các trạng thái được phép của van trong quá trình chuyển mạch. - Nhằm giảm thiểu thành phần sóng hài bậc cao do các quá trình chuyển mạch gây ra ta cần sử dụng phép điều chế đối xứng, trong đó các trạng thái van được lặp lại sau mỗi nửa chu kỳ trích mẫu / 2sT , nhờ đó các sóng hài bậc cao do chuyển mạch van sẽ có tần số là bội 2 sf . -49- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên - Nhằm giảm tổn hao do các van đóng cắt gây ra, trật tự các van đóng cắt cũng cần được tối ưu để mỗi lần chỉ một nhánh cầu của nghịch lưu phải chuyển mạch. Do đó, ta sẽ xét quá trình chuyển mạch của van trong các sectơ của vectơ u Trong sectơ I: Nếu u nằm trong sectơ I, để thỏa mãn 2 điều kiện trên, trật tự đóng cắt tốt nhất của các van sẽ là: 7120217 UUUUUUU  Trong sectơ II: Nếu u nằm trong sectơ II, trật tự đóng cắt tốt nhất của các van sẽ là: 0227220 UUUUUUU  Tiếp đó, các sectơ thứ tự lẻ sẽ chuyển mạch tương tự sectơ I. Các sectơ thứ tự chẵn chuyển mạch tương tự sectơ II. Tổng hợp vectơ không gian từ các vectơ biên chuẩn Giả thiết tần số trích mẫu ff s  (ít nhất 10 lần)  có thể coi vecto u không đổi và bằng giá trị trung bình trong mỗi nửa chu kỳ trích mẫu. Xét tại thời điểm cắt mẫu thứ n, u thuộc sectơ I. Ta có giá trị của u : 7 1 2 0 7 1 2 7 1 2 0( ) / 2 n n n n n n n n t t t t t t t t t t t t t t t s U dt U dt U dt U dt u T                (2.9) Do 0 7 0U U  , biểu thức (2.9) trở thành : 1 1 2 2. 2 sTu U t U t  (2.10) Trong hệ tọa độ, ta có 1 2 ( ,0) 3 DCU U và 2 1 1 ( , ) 3 3 DCU U -50- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Suy ra 1 1 1 2 2 2 1 3 3 . . 12 0 3 s DC DC u t tT U U T u t t                              (2.11) Biểu thức (2.11) thể hiện khả năng tổng hợp vectơ không gian u trong sectơ I với ma trận T1. Tương ứng với các sectơ khác nhau là các ma trận Ti khác nhau ta có bảng các ma trận Ti trong các sectơ. Bảng 2.2. Các ma trận tƣơng ứng trong các secto Secto I II III IV V VI Từ (2.11) ta suy ra được các khoảng thời gian 1 2,t t cần thực hiện trên các vectơ biên chuẩn U1,U2 1 2 3 1 3 2 2 2 0 1 s DC ut T ut U                      (2.12) Mặt khác ta có liện hệ giữa các thành phần thời gian theo biểu thức 0 1 2 7 / 2st t t t T    (2.13) Từ (2.12), (2.13) có thể nhận thấy thời gian hoàn toàn xác định. Trong khi đó 0 7,t t lại không xác định. Đó là sự khác nhau giữa các chiến lược điều chế. -51- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Ở đây, ta sẽ chọn phương pháp điều chế để t0=t7 để giới hạn điện áp ra ở mỗi nhánh hình sin là lớn nhất.Khi đó 0 7 1 2( ) 2 sTt t t t    . S6S5S4 S3S2S1 T0TpTtT7TtTp T0T7T0TpTtT7TtTpT0T7 T7 T0T0TpTtT7TtTp Tt Tp Tp Tt Tt Tp Tp Tt Tt Tp TtTp Hình 2.11. Mẫu xung trong mỗi sector -52- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên CHƢƠNG 3 THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN 3.1. Thiết kế bộ điều khiển dòng điện sdi và sqi 3.1.1. Mô hình gần đúng của động cơ không đồng bộ trong hệ tọa độ d,q tựa từ thông roto. Trong không gian d, q tựa từ thông roto, các đại lượng điện từ biến thiên chậm và có thể coi là các đại lượng một chiều : rd r r rd m sdL i L i    (3.1) 0rq r rq m sq m mq r rqL i L i L i L i      (3.2) Từ đó có thể tính được : r mq rq m L i i L  . Từ đó thấy rằng dòng điện roto trên trục oq ngược chiều với dòng điện từ hóa và do Lr << Lm nên gần đúng có thể coi rằng imq = 0 Lsϭ Lrϭ Lm ψDs Ψrdq irdqisdq imdq Hình 3.1. Dòng điện động cơ trên trục d, q -53- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Như vậy ta có thể viết: sq nm sqL i  (3.3) Trong đó: nm s rL L L   Phương trình điện áp roto trên trục od: 0rd r rd rdU R i p    (3.4) Từ (3.1) và (3.2) suy ra : Trong đó /r r rT L R Như vậy trong chế độ tựa xác lập có thể coi 0rdi  và ta có mô hình gần đúng của động cơ không đồng bộ trong hệ tọa độ dq quay đồng bộ và tựa vecto từ thông roto như trên hình 3.2 với các ký hiệu ; ; 0;sd s sq sq s sd rd rq sl rde e e e       . Rs Lϭs isd Lm usd A esd ψrd Rs Lϭs isq usq B esq Lϭr Rr erq + + Hình 3.2. Sơ đồ thay thế gần đúng của động cơ không đồng bộ -54- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Nếu nhìn từ hai điểm A, B của sơ đồ trên ta có thể thấy sự tương đồng giữa mô hình động cơ không đồng bộ trong hệ trục d, q tựa từ thông roto với mô hình động cơ một chiều kích từ độc lập. Cũng từ đó có thể dễ dàng lập được sơ đồ cấu trúc như trên hình 3.3 với ký hiệu bổ sung ; /nm s r nm nm nmR R R T L R   s 1/Rs 1+sTs Lm 1+sTr Ls Lnm 1/Rnm 1+sTnm X X X isd isq esd esq usd usq ψrd ψrd erq ωse ωs - - Hình 3.3. Mô hình gần đúng của động cơ không đồng bộ trong hệ tọa độ tựa từ thông roto. Có thể thấy rõ ràng rằng mô hình có hai đặc điểm: - Sự xen kênh chặt chẽ giữa các thành phần dòng điện trên hai trục od và oq; các thành phần xen kênh này có thể được coi như sức điện động do phép quay tọa độ gây ra. - Sức phản điện động ở roto erq, đại lượng này có thể xem như nhiễu nội của mô hình. 3.1.2. Tổng hợp hai bộ điều khiển dòng điện riêng rẽ có bù tách kênh -55- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Từ mô hình, hình 3.3 thấy rằng nếu coi tất cả các sức điện động đều là nhiễu biến thiên chậm thì có thể thực hiện tổng hợp hai bộ điều khiển dòng điện riêng rẽ và sau đó tách kênh bằng các mạch bù sức điện động. Sơ đồ khối tổng thể như hình 3.4 và sơ đồ điều khiển dòng điện và tách kênh như hình 3.5. Hình 3.4. Sơ đồ khối của mạch vòng dòng điện sdi và sqi -56- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên R11(s) R12(s) R21(s) R22(s) u*isq u*isd uisd uisq usq usd -- - ws + Hình 3.5. Cấu trúc điều khiển dòng điện và tách kênh Dễ dàng tính toán được các bộ điều khiển 11 1 ( ) 1 2 s i NL i s L R s T K K sT        (3.6) 22 1 ( ) 1 2 nm i NL i nm L R s T K K sT        (3.7) Các bộ bù tách kênh sẽ là: 12 ( ) s s i NM L R s K K   (3.8) 21( ) s nm i NM L R s K K   (3.9) Một phương án khác cũng hay được sử dụng cho thiết kế bộ điều khiển dòng điện có bù tách kênh, được suy ra trực tiếp từ hệ phương trình (2.17), trong đó việc bù sức điện động quay được thực hiện trực tiếp từ biểu thức của chúng mà không thông qua dòng điện. -57- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên αβ dq X X R‟11 R‟22 1/KNL 1/KNL ψsq ψsd ψsβ ψsα ωs ωs ud uq u*isd uisd uisq u*isq - + - - Hình 3.6. Điều khiển dòng riêng rẽ có bù sức điện động esd và esq R11 và R12 được lấy theo (3.7). Trong các phương án thiết kế điều khiển dòng điện cần phải ước lượng được tốc độ quay s (tỷ lệ với tần số dòng điện động cơ): 2 2 os sin tan s s s ss s s s s s s s c                        (3.10) Đạo hàm biểu thức cuối cùng của (3.4) ta được: -58- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên     2 2 2 2 s s s ss s s s s s s s s s s ss s s d d d dt dt dt u R i u R id dt                               (3.11) Bản chất mô hình động cơ không đồng bộ là phi tuyến, do đó khi số hóa các bộ điều khiển cần phải cập nhật các giá trị của s và sl. Bộ điều khiển dòng điện cũng có thể được tổng hợp theo phương pháp tuyến tính hóa mô hình động cơ không đồng bộ, hoặc theo các phương pháp áp đặt nhanh dòng điện . Một hướng giải quyết có tính toàn cục hơn là sử dụng lý luận tuyến tính hóa chính xác trong điều khiển hệ biến tần – động cơ không đồng bộ. 3.2. Thiết kế bộ điều khiển từ thông roto Căn cứ biểu thức (2.1) và hình 2.2 có thể dễ dàng lập được mô hình để thiết kế bộ điều khiển từ thông roto, trong đó coi rằng dòng điện dọc trục có đáp ứng động học rất nhanh (bởi đã được bù bằng bộ điều khiển dòng). Lm 1+pTr 1Rψ MHTT Ψr * ψr i*ds ids Ψr - (Hình a) -59- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 3p‟ Lm . 2 Lr X p‟ J.s Lm ω - MC MM * ~ iqs ids ψr (Hình b) Hình 3.7. (a) Mô hình mạch vòng điều khiển từ thông (b) Sơ đồ khối hàm truyền hệ FOC-IM Trong trường hợp bộ điều khiển dòng điện được thiết kế theo chuẩn tối ưu modul thì mạch vòng dòng điện còn dư lại hằng số thời gian nhỏ là 2Ti, mô hình ước lượng từ thông (MHTT) là khâu tính toán, với thòi gian chậm phụ thuộc vào chu kỳ lấy mẫu và tốc độ của vi xử lý, tuy nhiên có thể đoán rằng thời gian chậm này không vượt quá 2Ti, từ các giả thiết này có thể tính được bộ điều khiển. * * 1 1 2 / ids r R s M i u sT G u u T L K K s         (3.12) Trong đó - Ts - tổng các hằng thời gian nhỏ - K - hệ số chuyển đổi từ Wb thành V - Ki - hệ số đo dòng điện trong hình 3.4. Đế kết thúc phần tính toán cơ bản trong điều khiển vecto tựa từ thông roto cho hệ thống (nghịch lưu nguồn áp - đồng cơ không đồng bộ) ta có thể dẫn ra đây sơ đồ -60- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên khối cuối cùng của hệ thống trong chế độ xác lập cũng như chế độ quá độ, với việc bỏ qua các thời gian trễ nhỏ. Sơ đồ khối này được sử dụng để thiết kế mạch vòng điều chỉnh tốc độ. 3.3. Ƣớc lƣợng từ thông rô to Các thành phần của vector dòng điện trong hệ trục trực giao dễ dàng tính toán được nếu ta đo được giá trị tức thời của dòng điện 3 pha. 1 2 1 1 ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 3 3 3 1 1 ( ) [ ( ) ( )]= [ ( ) 2 ( )] 33 2 1 1 3 3 3 1 1 0 3 3 ( ) ( ) os ( )sin ( ) s sa sb sc sa s sb sc sa sb sa sa s sb sb s sc sc sd s s s s sq i t i t i t i t i t i t i t i t i t i t i i i i c i i i i i t i t c i t i t                                                    2 2 ( )sin ( ) os ; s s s s s sd s j sq s i t i t c i i c c e i i                      (3.13) Từ thông rotor cũng có thể tính toán được nếu ta cộng vào 2 vế của phương trình thứ ba và thứ tư của hệ (3.14) tương ứng với M r s r L R i L  và M r s r L R i L  ta được: ( ) . ( ) . r r M r M s r r r s r r r r M r M s r r r s r r d R L R L i L i i dt L L d R L R L i L i i dt L L                         (3.14) Và ta chú ý rằng: ; ; rr r r M s r r r M s r r L L i L i L i L i T R            Biến đổi ta được: -61- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên r rM s r r r r rM s r r r d L i dt T T d L i dt T T                     (3.15) Ta để ý rằng các biểu thức trong dấu ngoặc đơn chính là thành phần dọc trục và ngang trục của vector từ thông stator. Từ đó ta tính được biên độ của vector từ thông rotor: 2 2 r r r     Và các phần tử của ma trận quay 2c : os sin r s r r s r c           Hình 3.8. Mô hình ước lượng dòng điện stato ˆsdi và ˆsqi -62- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 3.9. Mô hình ước lượng từ thông Hình 3.10. Mô hình ước lượng momen điện từ -63- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên CHƢƠNG 4 MÔ PHỎNG VÀ THÍ NGHIỆM 4.1. Tính toán các thông số động cơ Chương này sẽ tính toán các thông số mô phỏng để kiểm nghiệm thuật toán vừa được thành lập ở chương 2 và các bộ điều khiển được thành lập ở chuong 3 Bảng 4.1. Thông số động cơ Tính toán thông số động cơ bằng cách sau: - Từ thông số được lấy từ nhãn động cơ - Dựa vào mô hình thay thế của máy điện xoay chiều. - Dựa vào công thức tính gần đúng. - Các tham số làm việc ở chế độ ổn định như 0 0 0, ,sd sq rdI I  được tính online từ -64- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên mô hình mô phỏng sau khi các thông số cần thiết đã biết 4.1.1.Tính , ,r s mL L L từ mô hình thay thế máy điện Mô hình thay thế máy điện xoay chiều theo [] như sau Hình 4.1. Mô hình tính toán máy điện xoay chiều Ta có 2 2 s s r r X L f X L f       (4.1) Trong đó sX và rX lấy từ nhãn động cơ Từ mô hình thay thế, ta có khi chạy không tải 0s  nhánh roto phía bên phải sẽ bị hở mạch. Do đó 0 0 0 0 0 ( )s s s s m s m s s s U I R L L U L R L I                 (4.2) Trong đó 0sI   là dòng điện không tải lấy từ nhãn máy sU là điện áp pha của động cơ -65- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Từ (4.1) và (4.2) ta tính được s m s r m rL L L L L L     (4.3) Các tham số dẫn suất từ , ,s r mL L L được tính như sau 2 1 . 1 1 1 T r r r s s s m s r s r L T R L T R L L L T T            Dựa vào công thức từ (4.1) đến (4.5) và nhãn động cơ ta có bảng 4.2. Bảng 4.2. Các thông số động cơ tính toán 4.1.2.Tính 0 0 0, ,sd sq rdI I  Theo [] công thức tính gần đúng của 0 0,sd sqI I là: 0 2 2 0 0 2 1 os 20.14( ) 2 39.89( ) sd dm dm sq dm sd I I c A I I I A       -66- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Momen định mức của động cơ được tính từ nhãn máy 60 2 dm dm dm dm dm P P M n    (5.6) Từ công thức tính momen 2 0 0 3 2 m dm p rd sq r L M z I L   (5.7) Từ (5.6) và (5.7) ta có 0 0 2 23.9(W / ) 3 dm r rd p sq M L b h z I     (5.8) 4.2.Mô phỏng hệ thống điều khiển trên Matlab - Simulink 4.2.1.Mô hình mô phỏng Từ các thông số của động cơ vừa tính toán được ta sử dụng các công thức tính toán thông số bộ điều khiển tốc độ, bộ điều khiển từ thông và bộ điều khiển dòng điện dưới dạng các mflie ở phần phụ lục để tính tính toán ta có bộ thông số như bảng 4.3. Bảng 4.3. Thông số các bộ điều khiển Mô hình mô phỏng điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ sử dụng phương pháp điều khiển tựa vector từ thông – FOC được mô tả ở hình 4.2. Mô hình mô phỏng điều khiển tốc độ động cơ không đồng bộ sử dụng phương pháp điều khiển tựa véc tơ từ thông -FOC -67- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.2. Mô hình mô phỏng điều khiển động cơ không đồng bộ sử dụng thuật toán FOC Trong mô hình mô phỏng ở trên động cơ không đồng bộ ba pha được xây dựng trên hệ trục tọa độ dq các phương trình được viết trong hàm S – funcion „‟asmcdq.c‟‟. Hình 4.3. Mô hình động cơ không đồng bộ trên trục dq -68- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.4. thể hiện mô hình bộ điều khiển dòng điện có bù tách kênh như đã trình bày ở hình 3.5. Hình 4.4. Mô hình mô phỏng bộ điều khiển dòng điện có bù tách kênh Khối ước lượng từ thông và tính toán góc quay của roto lần lượt được thể hiện như hình 4.5 và hình 4.6. Hình 4.5. Bộ ước lượng từ thông roto -69- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.6 Khối tính toán góc quay của từ thông rô to 4.2.2.Kết quả mô phỏng khi thay đổi mô men động cơ Tại thời điểm ban đầu đặt giá trị tốc độ ef 20( / )r rad s  , lượng đặt từ thông ef 1WrF b . Momen đầu vào tai thời điểm ban đầu là 50(Nm) tại thời điểm 5(s) momen động cơ bị thay đổi xuống 0(Nm) ứng với trường hợp động cơ chạy không tải Hình 4.7. Đáp ứng tốc độ khi thay đổi momen -70- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.8. Đáp ứng từ thông khi thay đổi momen Từ hình 4.7 và hình 4.8 ta thấy đáp ứng của từ thông và tốc độ đã bám theo được lượng đặt mong muốn. Khi giá trị momen thay đổi giá trị thực của momen và tư thông có thay đổi một lượng nhỏ, nhưng sau một thời gian ngắn khoảng 0.2(s) giá trị thực lại bám theo được giá trị đặt. Hình 4.9. Đáp ứng dòng điện di khi thay đổi momen Hình 4.10. Đáp ứng dòng điện qi khi thay đổi momen -71- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.9 và 4.10 trình bày kết quả mô phỏng đáp ứng dòng điện của hai bộ điều khiển dòng điện di và qi . Chúng ta có thể thấy lượng đặt bám theo lượng thực rất nhanh bất kể có các biến động bên ngoài (Ha) (Hb) Hình 4.11. Dòng điện abci khi thay đổi momen Hình 4.11 (a) là kết quả dòng điện abci khi thay đổi momen, hình 4.11(b) là hình phóng to của hình 4.11(b) 4.2.3.Kết quả mô phỏng khi thay đổi lượng đặt từ thông Tại thời điểm ban đầu lượng đặt từ thông được đặt ở 0.5(Wb) đến thời điểm 2(s) lượng đặt từ thông được tăng lên đến giá trị 1(Wb). Ban đầu lương đặt tốc độ là 20(rad/s) sau 5(s) lượng đặt tốc độ là -20(rad/s). Gía trị momen được giữ không đổi ở giá trị 50(N.m) -72- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.12. Đáp ứng từ thông Từ hình 4.12 ta thấy khi lượng đặt từ thông thay đổi thì giá trị thực của từ thông vẫn bám theo được giá trị mong muốn. Hình 4.13. Đáp ứng bộ điều khiển dòng điện di -73- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.14. Đáp ứng bộ điều khiển dòng điện qi Khi các giá trị từ thông và tốc độ thay đổi thì các giá trị đặt của hai bộ điều khiển dòng điện cũng bi biến động tuy nhiên các giá trị thực của chúng đáp ứng rất nhanh có thể coi như là tức thời với các biến động ( Ha) ( Hb) -74- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.15. Đáp ứng dòng điện abci 4.3. Đánh giá kết quả bằng thực nghiệm 4.3.1. Cấu hình thực nghiêm về điều khiển véc tơ tựa từ thông rô to động cơ không đồng bộ Hình 4.16. Động cơ không đồng bộ ba pha roto lồng sóc -75- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.17. Biến tần M440.siemensJPC Hình 4.18.PLC S7-300 thu thập tín hiệu -76- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.19.Hệ thống thí nghiêm JPG Hình 4.20. Hệ thống tải trở -77- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.21 Máy tính . 4.3.2. Giới thiệu về mô hình thực nghiệm Hệ thống gồm các thiết bị STT Tên máy móc, thiết bị Hãng Xuất xứ Số lƣợng 1 Máy tính của hãng Hp kiểu CPU:Intel penti IV 3.0 GHZ/Bus 800MHz/ Ram 1 GB/HDD 80 GB/ CD-RW 48X/ Lan 10/100M /Nguồn cấp Hp Trung Quốc 01 -78- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 220VAC/50 HZ : Monitr: LCD19‟‟ 2 Động cơ không đồng bộ ba pha roto lồng sóc Uđm = 220/ 380 (V) I đm = 5,4 (A) P = 2,4 (KW) Cosφ = 0,8 f = 50 (Hz) Nđm = 1400 v/ p Siemens 01 3 Biến tần M440 siemensJPC 01 4 PLC S7-300 thu thập tín hiệu SiemensJPC 01 4.3.3. Các kết quả thực nghiệm - Trường hợp khi thay đổi lượng đặt tốc độ động cơ có đảo chiều Ban đầu lượng đặt tốc độ là 550v/p sau 20s lượng đặt tốc độ là -550v/p -79- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.22. Kết quả thực nghiệm khi thay đổi lượng đặt tốc độ - Trường hợp khi đáp ứng tốc độ khi thay đổi mô men Tại thời điểm ban đầu giá trị tốc độ đặt 850vg/ph khi có tải vào thì tốc độ sụt suống là 825vg/ph sau đó bù lai là 850vg/ph Hình 4.23. Kết quả thực nghiệm đáp ứng tốc độ khi thay đổi mô men 4.3.4. Đánh giá kết quả mô phỏng và thực nghiệm 1. Khi thay đổi giá trị mô men tải hệ thống có đáp ứng tốc độ là vô sai tĩnh (hình 4.7 trang 66). Điều này thực hiện được khi từ thông kích thích rô to được khóa chặt -80- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên là hắng số khi có nhiễu tải , hình 4.8 trang 67. Điều này đã chứng minh được những dự đoán ở phần mở đầu, trang 2, là chính xác. 2. Những kết luận như trên đã được khẳng định từ kết quả mô phỏng ở hình 4.12, trang 69, khi thay đổi lượng đặt của từ thông rô to. 3. Do điều kiện hạn chế của phòng thí nghiệm, nên các kết quả thực nghiệm chỉ có dùng đối với đáp ứng tốc độ , hình 4.22, chứng tỏ rằng hệ thay đổi tốc độ là vô sai tĩnh,ngay cả khi đảo chiều quay, quá trình đảo chiều là tuyến tính có nghĩa rằng hệ có gia tốc là hằng số trong quá trình quá độ, hình 4.23, chứng tỏ rằng hệ thường là vô sai ngay cả với sự thay đổi của nhiễu loạn với mô men tải. Với những đánh giá trên chứng tỏ việc phân tích, tính toán thiết kế là phù hợp và khá đúng đắn đối với hệ thống thực tế. KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ 1. Kết luận: -81- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Nội dung cơ bản trong luận văn tập trung vào nghiên cứu ƣớc lƣợng từ thông trong điều khiển véc tơ tựa từ thông roto động cơ không đồng bộ Với mục tiêu đặt ra nội dung luận văn đã hoàn thành các nội dung sau: - Xây dựng, phân tích mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên các hệ trục tọa độ abc, hệ trục tọa độ  và hệ trục tọa độ dq. - Mô hình thuật toán điều khiển FOC được nghiên cứu, nó được chia làm ba phần bao gồm mô hình ước lượng từ thông, thuật toán điều khiển và đối tượng điều khiển bao gồm bộ biến đổi và động cơ điện. - Từ thông của động cơ là một đại lượng phản hồi trong thuật toán điều khiển tựa từ thông FOC. Tuy nhiên việc đo trực tiếp đại lượng từ thông gặp nhiều khó khăn trong thực tế vì vậy đòi hỏi đại lượng này cần được ước lượng từ các đại lượng khác. Trong luận văn này tác giả đã đề ra phương pháp ước lượng từ thông từ các đại lượng dòng điện stato đo được bằng cảm biên dòng . - Thuật toán điều khiển FOC đã được đề xuất trong nhiều tài liệu. Phần quan trọng nhất của thuật toán này là hai bộ điều khiển dòng điện sdi và sqi . Thông thường hai bộ điều khiển này được điều khiển riêng rẽ, điều này không loại bỏ được ảnh hưởng chéo của hai thành phần dòng điện trên trục d và q làm giảm chất lượng điều khiển. Chính vì vậy trong luận văn này tác giả đã đi nghiên cứu điều khiển bù tách kênh cho hai đại lượng này nhằm đảm bảo loại bỏ được sự ảnh hưởng chéo của hai thành phần dòng điện trên tục d và trục q. - Các thuật toán và mô hình điều khiển được mô phỏng trên phần mềm Matlab/Simulink nhằm kiểm chứng tính logic, đứng đắn của các thuật toán và mô hình đề ra. - Các kết quả thí nghiệm đã được kiểm trứng tại trung tâm thí nghiệm của Trường Đại Học Kỹ Thuật Công Nghiệp Thái Nguyên. 2. Kiến nghị: -82- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Để nâng cao chất lượng của bộ ước lượng từ thông một số mô hình khác có thể được sử dụng như mô hình điện áp stato, mô hình kết hợp giữa dòng điện và điện áp stato cần được nghiên cứu. Ngoài ra mô hình cũng chưa được nghiên cứu trong các trường hơp xảy ra sự cố mất cân bằng, mất phaMột số mô hình nhận dạng thích nghi có thể cần được nghiên cứu kỹ trong những trường hợp xảy ra những sự cố này Ngoài đại lượng phản hồi là từ thông cần được ước lượng trong thuật toán FOC, đại lượng tốc độ cũng có khả năng ước lượng thông qua các thông số còn lại. Mô hình ước lượng tốc độ cần được nghiên cứu nhằm thực hiện các hệ điều khiển không cần cảm biến ( sensorless sytem) để mở rộng phạm vi ứng dụng của hệ thống. -83- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn, Nguyễn Thị Hiền, Truyền động điện, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2001. [2] Bùi Quốc Khánh, Phạm Quốc Hải, Nguyễn Văn Liễn, Dương Văn Nghi, Điều chỉnh tự động truyền động điện, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật,1999. [3] Nguyễn Doãn Phước, Lý Thuyết Điều Khiển Tuyến Tính, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2005. [4] Nguyễn Phùng Quang, Truyền Động Điện Thông Minh, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2004. [5] Nguyễn Phùng Quang, Điều chỉnh tự động truyền động điện xoay chiều ba pha, Nhà Xuất Bản Giáo Dục, 1998. [6] Nguyễn Phùng Quang, Matlab-Simulink, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2004. [7] Vũ Gia Hanh, Trần Khánh Hà, Phan Tử Thụ, Nguyễn Văn Sáu, Máy Điện, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2003. [8] Võ Minh Chính, Phạm Quốc Hải, Trần Trọng Minh, Điện Tử Công Suất, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2007. [9]. DTC-based strategies for induction motor drives – Giuseppe Buja – Domenico Casadei and Giovanni Serra. [10]. A modified direct torque control for induction motor sensorless drive – Cristian Lascu, Ion Boldea. [11]. A new approach to direct torque control of induction motor drives for constant inverter switching frequency and torque ripple reduction – Yen Shin Lai and Jian Ho Chen. [12]. Direct torque control of PWM inverter-fed ac motors – a servey – Giuseppe S. Buja, Marian P.Kaxmierkow -84- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên PHỤ LỤC A. Thông số máy điện % Machine's parameters Lr = 41.89e-3; % Rotor inductance Ls = 42.13e-3; % Stator inductance Rr = 0.62; % Rotor Resistance Rs = 0.595; % Stator Resistance Lm = 40.35e-3; % Mutual Inductance pc = 2; % Number of pole pair Jr = 0.3; % Inetia Tsample = 1e-2; % Sampled Time Params = [Lr,Ls,Rr,Rs,Lm,pc]; % parameters for s-function of machine model X0 = [0 0 1e-4]; % Initial value of three params for s- fuonction : ids(0), iqs(0), and psi_r(0) % Equipment Params Kbbd = 20; % Amplifying coeficient of Conveter Tbbd = 1e-3; % time constant of conveter Ki = 0.2; % Amplifying co of Current sensor Ti = 1e-3; % Time constant of current sensor Kw = 0.1; % Time constant of speed sensor Tw = 1e-3; % Time constant of speed controller Tpsi = 1e-3; % Time constant of flux estimator % Temp var sigma = 1-(Lm*Lm)/(Lr*Ls); Tr = Lr/Rr; Ts = Ls/Rs; % Controller params Tref_current = 5e-3; % Time constant of current controller Tref_psi = 5e-2; % Time constant of flux controller B. Bộ điều khiển dòng điện % Transfer function Gd0 ( From Ud to id ) numGd0 = (1/Rs)*[Tr 1]; denGd0 = [sigma*Ts*Tr (Ts+Tr) 1]; Gd0 = tf(numGd0, denGd0); % Transfer function Gq0 ( From Uq to iq ) numGq0 = 1/Rs; denGq0 = [sigma*Ts 1]; Gq0 = tf(numGq0, denGq0); % Mutual affect % iqs affects to ids numGn1 = sigma*Ts*[Tr 1]; denGn1 = [sigma*Tr*Ts (Tr+Ts) 1]; Gn1 = tf(numGn1, denGn1); % ids affects to iqs numGn2 = -Ts*[sigma*Tr 1]; denGn2 = [sigma*Tr*Ts (Tr+sigma*Ts) 1]; Gn2 = tf(numGn2, denGn2); -85- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên % Design Current Controller % Transfer function of Current Sensor %Gsi = tf(Ki, [Ti 1]); % Transfer function of converter Gsu = tf(Kbbd, [Tbbd 1]); % Assuming that The time constant of current sensor and conveter in so % small compare to that of machine constant % ===>>> Transfer function is: numGd1 = Kbbd*Ki*(1/Rs)*[Tr 1]; denGd1 = [sigma*Ts*Tr (Ts+Tr) 1]; Gd1 = tf(numGd1, denGd1); numGq1 = Kbbd*Ki*(1/Rs); denGq1 = [sigma*Ts 1]; Gq1 = tf(numGq1, denGq1); % Design the controller based on model reference Gref = tf(1,[Tref_current 1]); GRds = Gref/(Gd1*(1-Gref)); [numdataGRds dendataGRds] = tfdata(GRds); GRqs = Gref/(Gq1*(1-Gref)); [numdataGRqs dendataGRqs] = tfdata(GRqs); % One can use both the controller below % Controller1: Delete signal "%" to use controller1 numGRds = numdataGRds{1}; denGRds = dendataGRds{1}; numGRqs = numdataGRqs{1}; denGRqs = dendataGRqs{1}; % Controller2 : Delete signal "%" to use controller2 %numGRds = [sigma*Ts*Tr (Ts+Tr) 1]; %denGRds = Kbbd*Ki/Rs*[Tr*Tref_current Tref_current 0]; %numGRqs = [sigma*Ts 1]; %denGRqs = Kbbd*Ki/Rs*[Tref_current 0]; % Design the disturbance compensator % Both compensators are the propotional blocks numGdscom = sigma*Ls/(Ki*Kbbd); denGdscom = 1; numGqscom =-(Ls/(Kbbd*Ki))*[sigma*sigma*Tr*Ts sigma*(Tr+Ts) 1]; denGqscom = [sigma*Tr*Ts (Tr+sigma*Ts) 1]; C. Bộ điều khiển từ thông % Transfer function of flux % About how to design this controller % One should read the documentation % Tref_current is time constant of current controller % Tpsi is time constant of flux estimator % Tr is rotor time constant numPsi_r = Lm/Ki; -86- Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên denPsi_r = [ Tr*(Tpsi+Tref_current) (Tr+Tpsi+Tref_current) 1]; G0Psi_r = tf(numPsi_r, denPsi_r); % Design the controller based on the optimal module critera % numeritor for flux controller numRPsi_r = [ Tr*(Tpsi+Tref_current) (Tr+Tpsi+Tref_current) 1]; % denominator for flux controller denRPsi_r = Lm*2*Tref_psi*[Tref_psi 1 0]; % and Update value to the simulink model D. Bộ điều khiển tốc độ % Speed controller % Design the speed controller by approximately continuity % Symetric optimization method % Transfer function of speed controller numG0speed = (3*pc/2)*(Lm/Lr)*(Kw/Ki)/Jr; denG0speed = [Tw+Tref_current 1 0]; Kspeed = (3*pc/2)*(Lm/Lr)*(Kw/Ki)/Jr; Tspeed = Tw + Tref_current; % Params of speed controller TI = 4*Tspeed; Kp = 1/(Kspeed*Tspeed*2);