Tổng quát về công nghệ OFDM và các ứng dụng trong thông tin vô tuyến

ể được tính xấp xỉ từ hệ số đường bao kết hợp giữa hai tín hiệu cách nhau bởi Δf Hz và Δt giây. Hệ số đường bao kết hợp là: với J0 là hàm Bessel bậc không, fm là độ dịch Doppler lớn nhất, δ là độ trải trễ của kênh. Bảng 2.1 cho ta một số giá trị phổ biến độ trải trễ của kênh trong các môi trường khác nhau. Bảng 2.1: Giá trị độ trải trễ của một số môi trường tiêu biểu Khi chúng ta xét sự kết hợp chỉ là hàm của khoảng cách tần số và đặt Δt thành không, băng thông Coherent Bc được định nghĩa là độ rộng băng thông Δf khi hệ số đường bao kết hợp giữa hai tín hiệu bằng phân nữa giá trị lớn nhất của nó. Kết quả băng thông Coherent là: Đối với các giá trị độ trải trễ cho trong Bảng 2.1, ta sẽ tính được các băng thông Coherent tương ứng. Nếu độ rộng băng của tín hiệu đã điều chế nhỏ hơn băng thông Coherent của kênh, tất cả các thành phần tần số của tín hiệu đều có cùng fading, và fading này được gọi là fading (tần số) phẳng. Tương tự trong miền thời gian, nếu độ trải trễ của kênh nhỏ hơn khoảng thời symbol, thì sự ảnh hưởng làm thay đổi hình dạng của xung phát lên kênh đó là không đáng kể, chỉ có biên độ của xung là bị thay đổi. Mặt khác, nếu băng thông của tín hiệu điều chế lớn hơn nhiều so với băng thông Coherent của kênh, các thành phần tần số khác nhau của tín hiệu có các đặc tính fading khác nhau, và fading này được gọi là fading lựa chọn tần số. Các kênh lựa chọn tần số cũng còn được gọi là các kênh phân tán thời gian, bởi vì độ trải trễ dài tương ứng với việc kéo dài khoảng thời gian của symbol được phát. Trong trường hợp này, bên cạnh biên độ thì hình dạng của xung phát cũng bị thay đổi. Cần chú ý rằng bóng mờ (fading chậm) luôn luôn là fading phẳng, trong khi đó, fading nhanh do ảnh hưởng đa đường thường gây ra bởi fading lựa chọn tần số. Như vậy, ảnh hưởng của bóng mờ độc lập với băng thông của tín hiệu còn ảnh hưởng của fading nhanh lại phụ thuộc vào băng thông của tín hiệu. Trong thông tin di động số, ảnh hưởng của đường truyền lên tín hiệu phụ thuộc rất nhiều vào tỷ số của khoảng thời symbol trên độ trải trễ của kênh vô tuyến thời gian thay đổi. Nếu tốc độ truyền dẫn bit quá cao đến nỗi mỗi symbol dữ liệu bị trải qua các symbol kế cận một cách nghiêm trọng, nhiều xuyên nhiễu ISI sẽ xuất hiện. Nếu ta muốn nhiễu giữa các symbol kế cận thấp, chúng ta cần có tốc độ symbol phải nhỏ hơn băng thông Coherent. Do vậy, khi tốc độ symbol tăng lên, ta cần phải giảm nhiễu ISI bằng các bộ cân bằng để có được một tỷ số BER chấp nhận được. Và các khu vực hoạt động nhỏ hơn không có nghĩa chỉ là khu vực nhỏ của các khu vực hoạt động lớn hơn, chúng còn có các đặc tính đường truyền khác nhau. 2.6. Thông số tán xạ thời gian(time dispertin parameter) Để phân biệt, so sánh tính chất của các kênh truyền dẫn đa đường, người ta sử dụng các thông số tán xạ thời gian như độ trễ trung bình vượt mức(mean excess delay), trễ hiệu dụng (rms delay spread) và trễ vượt mức(excess delay spread). Các thông số này có thể được tính từ đặc tính công suất truyền tới bộ thu của các thành phần đa đường (power delay profile). Excess delay, τ, là khoảng thời gian chênh lệch giữa tia sóng đang xét với thành phần đến bộ thu đầu tiên. Tính chất tán xạ thời gian(time dispersive) của kênh truyền dẫn đa đường dải rộng được thể hiện qua thông số mean excess delay, τ, và rms delay spread, τ σ. τ được định nghĩa là moment cấp một của power delay profile: ak, P(τ k): biên độ, công suất thành phần thứ k của tín hiệu đa đường. Rms delay spread (στ) là căn bậc hai moment trung tâm cấp hai của power delay profile: 2.7. Phổ Doppler (Doppler spectrum) Trong phần này, chúng ta sẽ tập trung tìm hiểu ảnh hưởng của doppler shift vào việc truyền một sóng mang chưa điều chế tần số fc từ BS. Một MS di chuyển theo hướng tạo thành một góc αi với tín hiệu nhận được từ thành phần thứ I như hình 2.3. MS di chuyển với vận tốc v, sau khoảng thời gian Δt đi được d=v.Δt. Khi đó đoạn đường từ BS đến MS của thành phần thứ I của tín hiệu sẽ bị thay đổi một lượng là Δl. Hình 2.3: Hiệu ứng Doppler Theo hình vẽ ta có Δl = d cosαi (2.11) Khi đó, pha của tín hiệu sẽ bị thay đổi một lượng : λ : Bước sóng của tín hiệu. Dấu “-“ cho thấy độ trễ pha của sóng sẽ giảm khi MS di chuyển về phía BS. Tần số Doppler được định nghĩa như là sự thay đổi pha do sự di chuyển của MS trong suốt khoảng thời gian Δt : Thay phương trình (2.12) vào phương trình (2.13) ta được: Với fm=v/λ =vfc/c là độ dịch tần doppler cực đại ( từ tần số sóng mang được phát đi) do sự di chuyển của MS. Chú ý rằng, tần số Doppler có thể dương hoặc âm phụ thuộc vào góc αi. Tần số Doppler cực đại và cực tiểu là ± fm ứng với góc αi =00 và 1800 khi tia sóng truyền trùng với hướng MS di chuyển : αi=00 ứng với trường hợp tia sóng đi tới từ phía trước MS. αi=1800 ứng với trường hợp tia sóng đi tới từ phía sau MS. Điều này tương tự với sự thay đổi tần số của tiếng còi xe lửa được tiếp nhận bởi một người đứng ở đường ray khi xe lửa đang tới gần hoặc đi xa dần người đó. Trong một môi trường truyền dẫn thực, tín hiệu đến bộ thu bằng nhiều đường với khoảng cách và góc tới khác nhau. Vì vậy, khi một sóng sin được truyền đi, thay vì bị dịch một khoảng tần số duy nhất (Doppler shift ) tại đầu thu, phổ của tín hiệu sẽ trải rộng từ fc(1-v/c) đến fc(1+v/c) và được gọi là phổ Doppler. Khi ta giả thiết xác suất xảy ra tất cả các hướng di chuyển của mobile hay nói cách khác là tất cả các góc tới là như nhau (phân bố đều), mật độ phổ công suất của tín hiệu tại bộ thu được cho bởi : với k là hằng số (2.15) Chú ý rằng, Hình dạng của S(f) được mô tả như hình 2.4: Hình 2.4: Phổ công suất Doppler 2.8. Trải phổ doppler và thời gian kết hợp (Doppler spread and coherence time) Delay spread và coherence bandwidth là các thông số mô tả bản chất tán xạ thời gian của kênh truyền. Tuy nhiên, chúng không cung cấp thông tin về sự thay đổi tính chất theo thời gian của kênh do sự chuyển tương đối giữa MS và BS hoặc do sự di chuyển của các vật thể khác trong môi trường truyền dẫn. Doppler spread và coherence time là những thông số mô tả bản chất thay đổi theo thời gian của kênh truyền. Doppler spread BD là thông số do sự mở rộng phổ gây ra bởi sự thay đổi theo thời gian của kênh vô tuyến di động và được định nghĩa là khoảng tần số mà phổ tần doppler nhận được là khác không. Khi một sóng hình sin có tần số fC được truyền đi, phổ tín hiệu nhận được, phổ doppler, sẽ có các thành phần nằm trong khoảng tần số fc-fd đến fc+fd với fd là độ dịch tần do hiệu ứng doppler. Lượng phổ được mở rộng phụ thuộc vào fd là một hàm của vận tốc tương đối của MS và góc αi giữa hướng di chuyển của MS và hướng của sóng tín hiệu tới MS. Nếu độ rộng phổ của tín hiệu lớn hơn nhiều so với BD, ảnh hưởng của doppler spread là không đáng kể tại bộ thu và đây là kênh fading biến đổi chậm. Coherence time Tc chính là đối ngẫu trong miền thời gian (time domain dual) của doppler spread, dùng để mô tả sự tán xạ tần số và bản chất thay đổi theo thời gian của kênh truyền.Doppler spread và coherence time tỉ lệ nghịch với nhau : Tc ≈ 1/fm (2.16) Coherence time là khoảng thời gian mà đáp ứng của kênh truyền không thay đổi. Nói cách, coherence time là khoảng thời gian mà hai tín hiệu có sự tương quan với nhau về biên độ. Nếu nghịch đảo của độ rộng phổ của tín hiệu lớn hơn nhiều so với coherence time của kênh truyền thì khi đó kênh truyền sẽ thay đổi trong suốt thời gian truyền tín hiệu và do đó gây méo ở bộ thu.Coherence time được định nghĩa là khoảng thời gian mà hàm tương quan lớn hơn 0.5, khi đó [2]: với fm là tần số doppler cực đại: fm=v/λ Trên thực tế, nếu ta tính TC theo phương trình 2.16 thì trong khoảng TC tín hiệu truyền sẽ bị dao động nhiều nếu có phân bố Rayleigh, trong khi phương trình 2.17 lại quá hạn chế. Vì thế, người ta thường định nghĩa TC là trung bình nhân của hai phương trình trên : Định nghĩa thời gian kết hợp ngụ ý rằng hai tín hiệu đến bộ thu khác nhau một khoảng thời gian TC sẽ bị ảnh hưởng khác nhau bởi kênh truyền. Ví dụ, một MS di chuyển với vận tốc 60 m/phút sử dụng sóng mang tần số 900MHZ, ta có thời gian kết hợp : Khi sử dụng hệ thống kĩ thuật số, nếu tốc độ dữ liệu lớn hơn1/TC =454bps, kênh truyền sẽ không tạo ra méo do sự di chuyển của MS. Nếu sử dụng công thức (2.18) thì TC=6.77ns và tốc độ dữ liệu phải lớn hơn 150bit/s để tránh hiện tượng méo do tán xạ tần số. 2.9. Kết luận Sau khi phân tích các tính chất của kênh vô tuyến, chúng ta thấy được rằng, việc thêm vào khoảng thời bảo vệ và mở rộng chu kỳ đồng thời truyền dẫn sóng mang con song song sẽ hạn chế được rất nhiều ảnh hưởng của kênh vô tuyến lên tín hiệu OFDM. Trong chương tiếp theo, để chúng ta hiểu rõ hơn về kĩ thuật điều chế OFDM, sẽ trình bày các vấn đề kĩ thuật trong hệ thống OFDM, việc đồng bộ, ước lượng kênh cũng như các kĩ thuật giảm PAR trong hệ thống OFDM. CHƯƠNG 3: CÁC VẤN ĐỀ KĨ THUẬT TRONG HỆ THỐNG OFDM 3.1. Giới thiệu chương Trong chương trước, chúng ta đã tìm hiểu về hệ thống OFDM, đã tìm hiểu về các đặc tính của kênh vô tuyến và nhận thấy rằng các hệ thống OFDM có thể đáp ứng được với ảnh hưởng của hiện tượng đa đường, fading phẳng, fading lựa chọn tần số bằng cách chèn thêm vào khoảng thời bảo vệ và truyền dẫn song song các sóng mang con tốc độ symbol thấp. Bên cạnh những thuận lợi trên, các hệ thống OFDM cũng có các bất lợi. Ba trở ngại chính của hệ thống OFDM là: vấn đề tần số offset, vấn đề đồng bộ, cuối cùng là vấn đề tỷ số công suất đỉnh trung bình PAPR lớn. Trong hệ thống thông tin số, các ký tự đã được mã hoá trải qua quá trình điều chế và được truyền trên các kênh hay bị ảnh hưởng bởi xuyên nhiễu. Ở phía thu, thông thường thì bộ giải điều chế xem như đã biết tần số sóng mang và đa số các bộ giải mã đã biết thời khoảng ký tự. Bởi vì quá trình điều chế và xuyên nhiểu kênh nên các tham số tần số sóng mang và thời khoảng ký tự không còn chính xác. Do đó cần phải ước lượng và đồng bộ chúng. Như vậy, ở phía thu ngoài việc giải quyết sự giải mã dữ liệu(ở bên ngoài) còn phải giải quyết sự đồng bộ hoá (bên trong). Như đã trình bày trong chương 1, đồng bộ là một trong những vấn đề quan trọng trong hệ thống OFDM. Một trong những hạn chế của hệ thống sử dụng OFDM là khả năng dễ bị ảnh hưởng bởi lỗi do đồng bộ, đặc biệt là đồng bộ tần số do làm mất tính trực giao của các sóng mang nhánh. Để giải điều chế và nhận biết tín hiệu OFDM chính xác, yêu cầu các sóng mang nhánh phải có tính trực giao. Khi mà đồng bộ tần số lấy mNu biến đổi dưới 50 xung/phút(ppm) sẽ ít ảnh hưởng đến hoạt động của hệ thống. Các khoảng dịch tần số và thời gian ký tự có thể gây ra nhiễu ICI, ISI và phải tìm cách giảm các nhiễu này. Ở chương này, chúng ta sẽ tìm hiểu về các nội dung chính của vấn đề đồng bộ trong hệ thống OFDM đó là: Các lỗi gây nên sự mất đồng bộ; vấn đề nhận biết khung; ước lượng và sửa chửa khoảng dịch tần số; điều chỉnh sai số lấy mẫu. Chúng ta sẽ khảo sát các loại đồng bộ ứng với các lỗi đó là: Đồng bộ ký tự, đồng bộ khối, đồng bộ tần số lấy mẫu và đồng bộ tần số sóng mang. Cuối cùng, chúng ta xét các kĩ thuật giảm tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR. 3.2. Tổng quan về đồng bộ trong hệ thống OFDM Như đã trình bày ở trên, khi giả sử rằng các đồng hồ tần số lấy mẫu ở phía phát và phía thu là chính xác thì hai yếu tố chính ảnh hưởng đến sự mất đồng bộ khoảng dịch tần số sóng mang và thời khoảng ký tự. Khoảng dịch tần số sóng mang gây nên nhiễu ICI, còn độ dịch khoảng thời ký tự gây ra nhiễu ISI. Trong hệ thống OFDM, nhiễu ICI tác động đến sự mất đồng bộ mạnh hơn nhiễu ISI nên độ chính xác tần số sóng mang yêu cầu nghiêm ngặt hơn thời khoảng ký tự. Trong hệ thống OFDM, quá trình đồng bộ gồm có ba bước: Nhận biết khung, ước lượng khoảng tần(pha), bám đuổi pha. Như mô tả ở hình 3.1 Hình 3.1: Các quá trình đồng bộ trong OFDM Quá trình nhận biết khung được thực hiện bằng cách sử dụng chuỗi PN vi phân miền thời gian. Để ước lượng khoảng dịch tần số, sử dụng mối tương quan trong miền thời gian của các ký tự pilot kề nhau ước lượng phần thực của khoảng dịch tần số, còn phần nguyên được tìm bằng cách sử dụng chuỗi PN vi phân miền tần số. Sự dịch pha do lỗi ước lượng khoảng dịch tần số cũng như pha được tối ưu bằng cách dùng vòng khoá pha số(DPLL). 3.2.1. Nhận biết khung Nhận biết khung nhằm tìm ra ranh giới giữa các ký tự OFDM. Đa số các sơ đồ định thời hiện có sử dụng sự tương quan giữa phần tín hiệu OFDM được lặp lại để tạo ra một sự định thời ổn định. Những sơ đồ như vậy không thể cho vị trí định thời chính xác, đặc biệt là khi SNR thấp. Để nhận biết khung chúng ta sử dụng chuỗi PN miền thời gian được mã hoá vi phân. Nhờ đặc điểm tự tương quan, chuỗi PN cho phép tìm ra vị trí định thời chính xác. Chuỗi PN được phát như là một phần của phần đầu gói OFDM. Tại phía thu, các mẫu tính hiệu thu được sẽ có liên quan với chuỗi đã biết. Khi chuỗi PN phát đồng bộ với chuỗi PN thu có thể suy ra ranh giới giữa các ký tự OFDM bằng việc quan sát đỉnh tương quan. Trong kênh đa đường, nhiều đỉnh tương quan PN được quan sát phụ thuộc vào trễ đa đường(được đo trong chu kỳ lấy mẫu tín hiệu). Đỉnh tương quan lớn nhất xuất hiện tại đỉnh năng lượng của trễ đa đường. Vị trí của đỉnh tương quan lớn nhất này dùng để định vị ranh giới ký hiệu OFDM. Một điểm mấu chốt là do nhận biết khung được thực hiện trước khi ước lượng khoảng dịch tần số nên sai lệch pha không được bù giữa các mẫu tín hiệu do khoảng dịch tần số sẽ phá vỡ tính tương quan của chuỗi PN. Điều này dẫn đến sự phân phối đỉnh tương quan giống dạng sin. Khi không có ước lượng khoảng dịch tần số, điều chế vi phân được sử dụng, nghĩa là chuỗi PN có thể được điều chế vi phân trên những mẫu tín hiệu lân cận. Tại phía thu, tín hiệu được giải mã vi phân và được tính tương quan với chuỗi PN đã biết. Metric định thời kết quả được biểu diễn như sau: Ở đây y(i) là tín hiệu thu, d(i) là chuỗi PN, Nc là độ dài chuỗi PN ; g có thể được xem như một khoảng dịch cửa sổ trượt, M(g) là Metric định thời phức. Giải thuật nhận biết đỉnh sử dụng một bộ đệm có kích thước cố định để lưu kết quả tính toán tạm thời là các giá trị |M(g)|. Sự nhận biết khung thành công khi: 1- phần tử trung tâm của bộ đệm lớn nhất và 2- tỷ lệ của các giá trị phần tử trung tâm và trung bình bộ đệm vượt quá ngưỡng nhất định 3.2.2. Ước lượng khoảng dịch tần số Khoảng dịch tần số gây ra do sự sai khác tần số giữa phía phát và phía thu. Khoảng dịch tần số là vấn đề đặc biệt trong hệ thống OFDM đa sóng mang so với hệ thống đơn sống mang. Để BER tăng không đáng kể, độ lớn khoảng dịch tần số phải trong khoảng 1% của khoảng cách sóng mang, điều này sẽ không khả thi khi hệ thống OFDM sử dụng các bộ dao động thạch anh chất lượng thấp mà không áp dụng bất kỳ kỹ thuật bù khoảng dịch tần số nào. Ước lượng khoảng dịch tần số sử dụng hai ký tự OFDM dẫn đường trong đó ký tự thứ hai bằng với ký tự thứ nhất dịch sang trái Tk(với Tk là độ dài tiền tố lặp CP). Các mẫu tín hiệu cách nhau khoảng thời gian T(đó là độ dài ký tự FFT) là giống hệt nhau ngoại trừ thừa số pha e-j2π(ΔfcT) do khoảng dịch tần số. Khoảng dịch tần số được phân thành phần nguyên và phần thập phân: Δfc T = A + ρ (3.2) Ở đây A phần nguyên và ρ nằm trong khoảng (−1/ 2;1/ 2). phần thập phân được ước lượng bằng cách tính tương quan giữa các mẫu tính hiệu cách nhau một khoảng thời gian T. Phần nguyên được tìm thông qua chuỗi PN được mã hoá vi phân thông qua các sóng mang nhánh lân cận của hai ký tự dẫn đường. 3.2.2.1. Ước lượng phần thập phân Khi không có nhiễu ISI, các mẫu tín hiệu thu được biểu diễn như sau: Ở đây l là chỉ số mẫu( miền thời gian); y(l) là mẫu tín hiệu thu; N là tổng số sóng mang nhánh; z(l) là mẫu nhiễu. Và thời gian mẫu tín hiệu s(l) được biểu diễn như sau: Trong đó k là chỉ số sóng mang nhánh, u(k) là dữ liệu được điều chế trên sóng mang nhánh, c(k) là đáp ứng tần số sóng mang nhánh. Tính tương quan giữa các mẫu cách nhau một khoảng T(nghĩa là xét N mẫu) ta có: Và phần thập phân của khoảng dịch tần số được ước lượng như sau: Nếu SNR cao và bỏ qua mọi xuyên nhiễu ở trong (3.5), J có thể được khai triển và sắp xếp thành phần tín hiệu và phần nhiễu Gaussian. Biểu thức định nghĩa phần thập phân: Khi đó độ lệch chuẩn của lỗi được tính như sau: Từ (3.7) có thể tính xấp xỉ để giảm SNR do khoảng dịch tần số trong hệ thống OFDM kết hợp kết quả đó với (3.8) và giả thiết ước lượng phần nguyên luôn đúng, sự giảm SN R sau ước lượng và bù khoảng dịch tần số được biểu diễn như sau: Điều này không đáng kể trong hệ thống có giá trị N lớn. 3.2.2.2. Ước lượng phần nguyên Đối với ước lượng phần nguyên: 2N mẫu tín hiệu liên tiếp của ký hiệu FOE dài là phần thập phân đầu tiên được bù: Giả sử sự ước lượng phần thập phân là hoàn hảo, các mẫu tín hiệu được bù có thể được tách thành hai ký hiệu FFT: Trong trường hợp này vector ρ có các thành phần : hai ký hiệu FFT có cùng vector tín hiệu, một số ký hiệu FFT mới có thể được tạo ra bằng cách cộng chúng với nhau để tăng SN R lên gần 3dB, nghĩa là: y = y1 + y2 = 2s + z1 + z2 Để thuận tiện, trong phần sau chúng ta dùng y/2 và nhiễu cũng tỉ lệ theo đó. Khi đó FFT cho y/2 được biểu diễn: Một chuỗi PN được mã hoá vi phân qua các sóng mang nhánh lân cận để ước lượng xoay vòng phần nguyên A. Giải mã vi phân các Y(n) rồi tính tương quan giữa kết quả với các phiên bản xoay vòng của chuỗi PN ta sẽ tìm được một đỉnh biên độ duy nhất xác định A. 3.3. Các vấn đề đồng bộ trong hệ thống OFDM Đồng bộ là một trong những vấn đề đang rất được quan tâm trong kỹ thuật OFDM bởi nó có ý nghĩa quyết định đến khả năng cải thiện các nhược điểm của OFDM. Chẳng hạn, nếu không đảm bảo sự đồng bộ về tần số sóng mang thì sẽ dẫn đến nguy cơ mất tính trực giao giữa các sóng mang nhánh, khiến hệ thống OFDM mất đi các ưu điểm đặc trưng nhờ sự trực giao này. Trong hệ thống OFDM, người ta xét đến ba loại đồng bộ khác nhau là: đồng bộ ký tự (symbol synchronization), đồng bộ tần số sóng mang (carrier frequency synchronization), và đồng bộ tần số lấy mẫu (sampling frequency synchronization). 3.3.1. Đồng bộ tần số trong hệ thống OFDM Trong kỹ thuật đồng bộ tần số chúng ta quan tâm đến lỗi tần số và thực hiện ước lượng tần số.Lỗi tần số là sự chênh lệch tần số gây ra bởi sai khác giữ hai bộ tạo dao động bên phát và bên thu, độ dịch tần Doppler và nhiễu pha do kênh không tuyến tính. Hai ảnh hưởng lỗi tần số gây ra là suy giảm biên độ tín hiệu (do tín hiệu có dạng hàm Sin) được lấy mẫu không phải tại đỉnh và tạo ra xuyên nhiễu kênh ICI giữa các kênh nhánh do mất tính trực giao của các sóng mang nhánh. Đồng bộ tần số trong hệ thống OFDM gồm có đồng bộ tần số lấy mẫu và đồng bộ tần số sóng mang[1]. 3.3.1.1. Đồng bộ tần số lấy mẫu Tại bên thu, tín hiệu liên tục theo thời gian thu được lấy mẫu theo đồng hồ bên thu, vì vậy sẽ xuất hiện sự bất đồng bộ giữa đồng hồ bên phát và bên thu. N gười ta đưa ra hai phương pháp để khắc phục sự bất đồng bộ này. Phương pháp thứ nhất là sử dụng bộ dao động điều khiển bằng điện áp (Voltage Controlled Oscillator-VCO). Phương pháp thứ hai được gọi là : lấy mẫu không đồng bộ; trong phương pháp này, các tần số lấy mẫu vẫn được giữ nguyên nhưng tín hiệu được xử lý số sau khi lấy mẫu để đảm bảo sự đồng bộ. 3.3.1.2. Đồng bộ tần số sóng mang Trong đồng bộ tần số sóng mang, hai vấn đề chính được quan tâm đến là : lỗi tần số (frequency error) và thực hiện ước lượng tần số[1]. * Lỗi tần số Lỗi tần số được tạo ra do sự khác biệt về tần số giữa hai bộ tạo dao động bên phát và bên thu, do độ dịch tần Doppler, hoặc do nhiễu pha xuất hiên khi kênh truyền không tuyến tính. Hai ảnh hưởng do lỗi tần số gây ra là : suy giảm biên độ tín hiệu thu được (vì tín hiệu không được lấy mẫu tại đỉnh của mỗi sóng mang hình sin) và tạo ra nhiễu xuyên kênh ICI (vì các sóng mang bị mất tính trực giao). * Ước lượng tần số Tương tự như kỹ thuật đồng bộ ký tự, để thực hiện đồng bộ tần số, có thể sử dụng tín hiệu pilot hoặc sử dụng tiền tố lặp. Trong kỹ thuật sử dụng tín hiệu pilot, một số sóng mang được sử dụng để truyền những tín hiệu pilot (thường là các chuỗi giả nhiễu). Sử dụng những ký tự đã biết trước về pha và biên độ sẽ giúp ta ước lượng được độ quay pha do lỗi tần số gây ra. Để tăng độ chính xác cho bộ ước lượng, người ta sử dụng thêm các vòng khóa pha (Phase Lock Loop-PLL). Một vấn đề cần được quan tâm đến là mối quan hệ giữa đồng bộ ký tự và đồng bộ tần số sóng mang. Để giảm ảnh hưởng của sự mất đồng bộ tần số sóng mang thì có thể giảm số lượng sóng mang, tăng khoảng cách giữa hai sóng mang cạnh nhau. Nhưng khi giảm số sóng mang thì phải giảm chu kỳ của mỗi ký tự trên mỗi sóng mang, dẫn đến việc đồng bộ ký tự rất khó khăn và phải chặt chẽ hơn. Điều đó chứng tỏ hai vấn đề đồng bộ trên có quan hệ chặt chẽ lẫn nhau, cần phải có sự dung hòa hợp lý để hệ thống đạt được các chỉ tiêu kỹ thuật đề ra. 3.3.2. Đồng bộ ký tự trong hệ thống OFDM Đồng bộ ký tự nhằm xác định chính xác thời điểm bắt đầu một ký tự OFDM. Hiện nay, với kỹ thuật sử dụng tiền tố lặp (CP) thì đồng bộ ký tự đã được thực hiện một cách dễ dàng hơn. Hai yếu tố cần được chú ý khi thực hiện đồng bộ ký tự là lỗi thời gian (timing error) và nhiễu pha sóng mang (carrier phase noise). * Lỗi thời gian Lỗi thời gian gây ra sự sai lệch thời điểm bắt đầu một ký tự OFDM. Nếu lỗi thời gian đủ nhỏ sao cho đáp ứng xung của kênh vẫn còn nằm trong chiều dài khoảng tiền tố lặp (CP) thì hệ thống vẫn đảm bảo sự trực giao giữa các sóng mang. Trong trường hợp này thì thời gian trễ của một ký tự được xem như là độ dịch pha của kênh truyền và độ dịch pha này được xác định nhờ kỹ thuật ước lượng kênh. Trong trường hợp ngược lại, nếu chiều dài của CP nhỏ hơn lỗi thời gian thì hệ thống sẽ xuất hiện lỗi ISI. Có hai phương pháp để thực hiện đồng bộ thời gian, đó là :đồng bộ thời gian dựa vào tín hiệu pilot và đồng bộ thời gian dựa vào tiền tố lặp. Phương pháp đồng bộ thời gian dựa vào tín hiệu pilot được áp dụng cho các hệ thống OFDM mà tín hiệu được truyền đi bằng kỹ thuật điều tần. Trong phương pháp này, bên phát sẽ mã hóa một số tín hiệu đã biết trước thông tin về pha và biên độ trên một số sóng mang phụ. Phương pháp này sau đó đã được điều chỉnh để sử dụng cho cả hệ thống OFDM mà tín hiệu truyền đi được truyền theo kỹ thuật điều biên. Thuật toán đồng bộ thời gian sử dụng tín hiệu pilot gồm 3 bước là : nhận biết công suất (power detection), đồng bộ thô (coarse synchronization)và đồng bộ tinh (fine synchronization). * Nhiễu pha sóng mang Nhiễu pha sóng mang là hiện tượng không ổn định về pha của các sóng mang do sự không ổn định của bộ tạo dao động bên phát và bên thu. 3.3.2.1. Đồng bộ ký tự dựa trên ký hiệu pilot Phương pháp này được giới thiệu lần đầu vào năm 1993 cho các hệ thống thông tin OFDM/FM, tức các hệ thống sử dụng OFDM được truyền dưới dạng điều tần. Theo đó, máy phát sẽ sử dụng mã hoá một số kênh nhánh với tần số và biên độ biết trước. Sau này, kỹ thuật được điều chỉnh để có thể sử dụng cho truyền dẫn tín hiệu OFDM điều chế biên độ. Thuật toán đồng bộ gồm ba bước: N hận biết công suất (Power detection), đồng bộ thô (coarse synchronization), đồng bộ tinh (fine synchronization).N hiệm vụ của nhận biết công suất là xác định xem tín hiệu truyền có phải là OFDM hay không bằng cách dò công suất thu và so sánh với mức ngưỡng. Bước đồng bộ thô, tín hiệu sẽ được đồng bộ ban đầu với độ chính xác khá thấp là một nửa khoảng thời gian lấy mẫu. Mặc dù độ chính xác trong bước này là không cao, song nó sẽ làm đơn giãn thuật toán dò tìm đồng bộ trong bước tiếp theo. Để thực hiện đồng bộ thô, người ta tính tương quan giữa tín hiệu thu và bản sao của tín hiệu phát(được xác định trước) rồi tìm đỉnh tương quan. Tần suất ước lượng các điểm phải gấp bốn lần tốc độ tính hiệu để đảm bảo tính chính xác trong ước lượng đỉnh tương quan. Ở bước đồng bộ tinh, do thời gian đồng bộ chính xác nhỏ hơn 0, 5 mẫu tín hiệu nên kể cả ảnh hưởng của lỗi đồng bộ, đáp ứng xung kênh chắc chắn nằm trong thời khoảng của CP (vì thời khoảng của CP phải lớn hơn thời khoảng đáp ứng xung kênh ít nhất là một mẫu). Vì vậy lỗi pha sóng mang ở các kênh nhánh chắc chắn là do lỗi thời gian gây nên. Lỗi này có thể được ước lượng bằng cách sử dụng hồi quy tuyến tính. Sau đó, tín hiệu tại các kênh pilot sẽ được cân bằng. Các ký tự pilot được chèn vào tín hiệu OFDM theo một trật tự hợp lý. Thông thường ký tự pilot được chèn vào phần đầu tiên của gói OFDM như hình 3.2 : Hình 3.2: Pilot trong gói OFDM 3.3.2.2. Đồng bộ ký tự dựa vào CP Phương pháp này chủ yếu dựa trên ý tưởng cơ bản là xét hiệu hai mẫu tín hiệu thu cách nhau N bước: d(m) = r(m) – r(m+N) với N là số sóng mang nhánh. N cũng bằng số điểm lấy mẫu tương ứng với phần có ích của ký tự OFDM (không kể cả CP), khi đó: Nếu r(m) và r(m+N) tương ứng với các mẫu tín hiệu phát nằm trong thời khoảng của cùng một ký tự OFDM, chúng phải là bản sao của nhau nên công suất của d(m) thấp. Nếu r(m) và r(m+N) không tương ứng với các mẫu tín hiệu phát nằm trong thời khoảng của cùng một ký tự OFDM, d(m) là hiệu của hai biến ngẫu nhiên không tương quan. Công suất trung bình của d(m) trong trường hợp này bằng hai lần công suất trung bình của ký tự OFDM. Nếu sử dụng một cửa sổ trượt có độ rộng đúng bằng thời khoảng của CP (tức là điểm cuối của cửa sổ trùng với điểm bắt đầu của ký tự OFDM) thì cửa sổ này trùng với thành phần CP của ký tự OFDM sẽ có một cực tiểu về công suất trung bình của các mẫu d(m) trong cửa sổ này. Do đó, có thể ước lượng được thời điểm bắt đầu của ký tự OFDM, đồng bộ thời gian sẽ được thực hiện. 3.3.2.3. Đồng bộ khung ký tự dựa trên mã đồng bộ khung (FSC : Frame synchronization Code) Đồng bộ khung ký tự nhằm nhận biết vị trí bắt đầu của khung ký tự để tìm thấy vị trí chính xác của cửa sổ FFT.N hững thuật toán đồng bộ khung ký tự truyền thống (dùng ký tự pilot, dùng CP, ...) thì dựa vào sự quan hệ giữa khoảng bảo vệ GI và phần sau của ký tự. N hưng các thuật toán này không thể phát hiện chính xác vị trí bắt đầu của ký tự do nhiễu ISI trong kênh fading đa đường. Cấu trúc khung có thể được chia thành vùng mã đồng bộ khung FSC cho đồng bộ khung ký tự và vùng dữ liệu cho truyền dẫn ký hiệu OFDM như hình 3.3 Hìmh 3.3: Một kiểu cấu trúc khung ký tự OFDM Có thể biểu diễn tín hiệu khung OFDM như sau: Trong đó: TFSC là thời khoảng tín hiệu FSC Tại phía phát, chuỗi các mẫu ở dạng số được phát gồm có chuỗi CA(n) của FSC và các mẫu không có GI đã qua FFT, biểu diễn như sau: Ở đây, CL là độ dài bít của FSC, và các mẫu CA(n) được ứng dụng trực tiếp để s(n) là vị trí bắt đầu khung, sm(n) là chuỗi các mẫu của ký hiệu OFDM thứ m trong miền tần số và N là số sóng mang nhánh. Tín hiệu FSC là một chuỗi tuần tự các mẫu, s(n)=CA(n) với n=1, 2, ..., CL, được tạo thành từ vector FSC C(n)={C(1), C(2), ..., C(CL)} gồm có CL giá trị nhị phân. Đối với mã C(n) mà có giá trị ‘1’, chúng ta thực hiện đảo cực tính luân phiên để tạo ra tín hiệu ba mức CA(n). Cho ví dụ: C(n)={1, 0, 0, 1, 1, 1, 0, 1} thì CA(n)={1, 0, 0, 1, -1, 1, - 1, 0, 1}. Bằng thủ tục này, có thể duy trì số giá trị ‘1’ và ‘-1’ bằng nhau tại phía phát để hạn chế khoảng dịch DC và duy trì một mức cố định cho dải động. Hình 3.4 trình bày cấu trúc đồng bộ khung ký tự OFDM gồm: Bộ nhận biết công suất, bộ nhận biết bit ‘0/1’, CL thanh ghi dịch, bộ cộng Module-2 được giảm bớt, bộ tổng và bộ nhận biết đỉnh. Hình 3.4: Bộ đồng bộ khung ký tự dùng FSC Thuật toán đồng bộ khung ký tự nhờ FSC gồm có các bước: N hận biết FSC, xác định các mức ngưỡng tối ưu Th1 và Th2 để tăng cường xác suất nhận biết vị trí đầu khung ký tự. 3.3.3. Ảnh hưởng của sai lỗi đồng bộ đến chỉ tiêu chất lượng của hệ thống OFDM Người ta thường đánh giá ảnh hưởng của sai lỗi đồng bộ dựa trên việc xác định độ suy giảm của tỉ số công suất tín hiệu trên nhiễu SN R. Ta có thể đưa ra một số nhận xét sau[1]: - Đồng bộ tần số sóng mang giữa máy phát và máy thu ảnh hưởng đến chỉ tiêu chất lượng hệ thống nhiều nhất (kể cả kênh fading lẫn kênh AWGN ). Suy hao SN R [dB] tỷ lệ thuận với bình phương độ sai lệch tần số sóng mang. - Độ lệch của nhiễu pha sóng mang tỷ lệ thuận với số lượng sóng mang. Vì vậy, suy hao SN R [dB] theo nhiễu pha tăng lên khi tăng số lượng sóng mang. - Suy hao SN R [dB] theo lỗi đồng bộ tần số lấy mẫu phụ thuộc vào bình phương của chỉ số sóng mang và bình phương độ dịch tần số lấy mẫu tương đối. - Ảnh hưởng của lỗi thời gian sẽ bị triệt tiêu nếu độ dịch thời gian đủ nhỏ sao cho nó không làm đáp ứng xung của kênh vượt ra ngoài khoảng của CP. 3.4. Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR) Tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình là một trong những hạn chế cơ bản của tín hiệu OFDM. Khi tỉ số này cao, việc sử dụng bộ khuyếch đại công suất sẽ không đạt hiệu suất cao vì phải dành dự trữ công suất để tránh nhiễu phi tuyến. Như vậy, giảm PAPR là yêu cầu quan trọng của hệ thống sử dụng OFDM. PAPR của một ký tự OFDM là tỉ số giữa giá trị lớn nhất của bình phương một mẫu đơn lẻ trên miền thời gian với giá trị trung bình bình phương của mẫu này[1]: PAPR biểu diễn dải biên độ của các mẫu tạo ra bên máy phát tín hiệu OFDM. Nói cách khác, PAPR biểu diễn khoảng cách đến gốc của ký tự trong không gian tín hiệu. Ví dụ: Hệ thống nhị phân {0, 1}: Hệ thống điều chế pha M mức(M-PSK) : do các ký tự trong không gian tín hiệu chỉ khác nhau về pha trong khi độ lớn bằng nhau nên PAPR=1.PAPR quá lớn sẽ tạo ra nhiều bất lợi như làm tăng độ phức tạp của bộ biến đổi D/A, A/D và làm giảm hiệu quả của bộ công suất cao tần. Một vài kĩ thuật đã được đưa ra nhằm giảm PAPR.Ta có thể chia chúng ra làm 3 loại như sau : Thứ nhất là kĩ thuật làm méo tín hiệu.Các kĩ thuật này giảm biên độ đỉnh chỉ đơn giãn bằng cách làm méo tín hiệu OFDM tại xung quanh đỉnh của tín hiệu. Các kĩ thuật này gồm có clipping, peak windowing và peak cancellation. Thứ hai là các kĩ thuật mã hoá (coding technique) sử dụng bộ mã hoá sửa sai đặc biệt nhằm loại ra những symbol OFDM có PAPR cao. Thứ ba là những kĩ thuật dựa trên việc ngẫu nhiên hoá mỗi symbol OFDM với các chuỗi giả ngẫu nhiên khác nhau và lựa chọn các chuỗi có tỉ lệ PAPR nhỏ nhất. 3.5. Kết luận Trong chương này chúng ta đã trình bày các phương pháp đồng bộ cho hệ thống OFDM. Đồng bộ ký tự ký tự củng đồng nghĩa với đồng bộ thời gian vì nó khắc phục lỗi thời gian, đây là vấn đề có nhiều phương pháp được nghiên cứu và áp dụng. Vấn đề khó khăn nhất trong đồng bộ tần số cũng như đồng bộ nói chung là đồng bộ tần số sóng mang. Có nhiều phương pháp ước lượng tần số sóng mang, nhưng ở đây chúng ta chỉ trình bày một số phương pháp tiêu biêu. Việc xét đến các ảnh hưởng của sai lỗi đồng bộ đến chỉ tiêu chất lượng hệ thống OFDM sẽ giúp chúng ta nhận biết vai trò của các loại đồng bộ và thực hiện đồng bộ có hiệu quả nhất.Tỷ số PAPR của một tín hiệu OFDM lớn sẽ gây nên các thành phần tần số bậc cao sau khi khuếch đại do các bộ khuếch đại hoạt động ở vùng phi tuyến. Việc sản sinh ra thành phần tần số bậc cao sẽ gây nên nhiễu xuyên điều chế, là một điều không mong muốn. Tỷ số PAPR cao là một bất lợi lớn của hệ thống OFDM. Việc giảm được tỷ số PAPR trong hệ thống OFDM là một điều rất đáng quan tâm. Nhưng cho đến nay, việc tìm ra một phương thức giảm PAPR thật sự phù hợp vẫn còn bỏ ngỏ và là đề tài nghiên cứu của nhiều nhà khoa học trên thế giới. Chúng ta đã tìm hiểu các kĩ thuật như đồng bộ, tỷ số PAPR cũng như các ảnh hưởng của kênh vô tuyến đến truyền dẫn tín hiệu trong hệ thống OFDM, trong chương tiếp theo chúng ta áp dụng các kĩ thuật đó vào trong truyền hình số quảng bá mặt đất DVB_T. CHƯƠNG 4 : ỨNG DỤNG OFDM TRONG TRUYỀN HÌNH SỐ MẶT ĐẤT DVB-T 4.1. Giới thiệu chương Truyền hình số là một phương pháp hoàn toàn mới, trên thế giới các nhà điều hành cáp, vệ tinh, trên mặt đất đều đang chuyển động đến môi trường số, nó làm thay đổi cách sống của hàng trăm triệu gia đình trên thế giới.Các công ty cho rằng sự hội tụ giữa máy tính cá nhân, máy thu hình và Internet đã bắt đầu và điều đó sẽ dẫn đến sự chuyển hoá cực đại về máy tính.Đối với người tiêu dùng, kỷ nguyên mới về số sẽ nâng cao việc xem truyền hình ngang với chất lượng chiếu phim, âm thanh ngangvới chất lượng CD cùng với hàng trăm kênh truyền hình mới và nhiều dịch vụ mới.Truyền hình số cho thuê bao xem được nhiều chương trình truyền hình với chất lượng cao nhất. Truyền hình số có chất lượng truyền dữ liệu cao, cho phép cung cấp nội dung đa phương tiện phong phú và người xem truyền hình có thể lướt qua Internet bằng máy thu hình, nhờ có kỹ thuật nén, có thể phát sóng nhiều chương trình truyền hình trên một kênh sóng. Các tổ chức về tiêu chuẩn quốc tế là các cơ sở nghiên cứu và đề xuất các tiêu chuẩn truyền hình số, ví dụ một vài tổ chức quốc tế như : * ETSI (the European Telecommunications Standards Institute) * DVB (Digital Video Broadcasting) * ATSC (the Advanced Television Systems Committee) * DAVIC (the Digital Audio Visual Council) * ECCA (the European Cable Communications Association) * CableLabs * W3C (W3 Consortium) * FCC (the Federal Communications Commission) Sự ra đời của truyền hình số có các ưu điểm vượt trội so với các chuẩn truyền dẫn và phát tín hiệu truyền hình tương tự như : * Khả năng chống nhiễu cao * Có khả năng phát hiện và sửa lỗi * Chất lượng truyền hình trung thực do tại phía thu tín hiệu truyền hình số có khả năng phát hiện và tự sửa lỗi nên tín hiệu được khôi phục hoàn toàn giống như phát. * Tiết kiệm phổ tần số và kinh phí đầu tư bằng cách sử dụng công nghệ nén MPEG-2 và phương thức điều chế tín hiệu số có mức điều chế cao như: QBSK, QAM, 16QAM, nhờ đó dải tần 8Mhz có thể tải được 4-8 kênh chương trình truyền hình số chất lượng cao. * Khả năng thực hiện truyền hình tương tác, truyền số liệu và có khả năng truy cập Internet. Vì những ưu điểm vượt trội của truyền hình số so với truyền hình tương tự nên trong chương này em sẽ trình bày về truyền hình số theo tiêu chuẩn DVB_T sử dụng kĩ thuật điều chế đa sóng mang trực giao OFDM. 4.2. Tổng quan về DVB_T Việc phát triển các tiêu chuẩn DVB đã khởi đầu vào năm 1993 và tiêu chuẩn DVB_T đã được tiêu chuẩn hoá vào năm 1997 do Viện tiêu chuẩn truyền thông châu Âu (ESTI: European Telecommunication Standards Institute). Hiện nay tiêu chuẩn này đã được các nước châu âu và nhiều nước khác trên thế giới thừa nhận.Năm 2001 đài truyền hình Việt Nam đã quyết định chọn nó làm tiêu chuẩn để phát sóng cho truyền hình mặt đất trong những năm tới. DVB là sơ đồ truyền dựa trên tiêu chuẩn MPEG-2, là một phương pháp phân phối từ một điểm tới nhiều điểm video và audio số chất lượng cao có nén. Nó là sự thay thế có tăng cường tiêu chuẩn truyền hình quảng bá tương tự vì DVB cung cấp phương thức truyền dẫn linh hoạt để phối hợp video, audio và các dịch vụ dữ liệu. Trong truyền hình số mặt đất không thể sử dụng phương pháp điều chế đơn sóng mang được vì multipath sẽ làm ảnh hưởng nghiêm trọng đến chỉ tiêu kĩ thuật của truyền sóng mang đơn tốc độ cao vì lý do này OFDM đã được sử dụng cho tiêu chuẩn truyền hình mặt đất DVB_T. DVB_T cho phép hai mode truyền phụ thuộc vào số sóng mang được sử dụng. Bảng 4.1: Mô tả các thông số các mode làm việc trong DVB_T Kiểu 2K phù hợp cho hoạt động bộ truyền đơn lẻ và cho các mạng SFN loại nhỏ có khoảng cách bộ truyền giới hạn; nó sử dụng 1705 sóng mang con. Kiểu 8K có thể được sử dụng cho hoạt động bộ truyền đơn lẻ cũng như cho các mạng SFN loại nhỏ và lớn; nó sử dụng 6817 sóng mang con Để giảm nhỏ ảnh hưởng không bằng phẳng của kênh thì dùng nhiều sóng mang càng tốt.Tuy nhiên khi số sóng mang nhiều, mạch sẽ phức tạp hơn, trong giai đoạn đầu khi công nghệ chế tạo chip chưa hoàn thiện các chip điều chế còn đắt người ta thường dùng mode 2k vì công nghệ chế tạo chip đơn giãn và rẽ hơn. Về cấu trúc máy phát số DVB-T và máy phát hình tương tự là giống nhau nhưng điểm khác biệt là phần điều chế. Hình 4.1 biểu diễn sơ đồ khối bộ điều chế DVB-T[6]. Hình 4.1: Sơ đồ khối bộ điều chế số DVB-T Tất cả các đài phát của mạng phát xạ DVB_T thông qua hệ thống định vị toàn cầu GPS ( Global Positioning System) được khoá ở một tần số chính xác làm cho tất cả các máy phát sử dụng ở cùng một tần số và được phát trong cùng một thời gian. Nguyên lý của hệ thống này như trình bày ở hình 4.2. Hình 4.2: Sơ đồ khối phần biến đổi số sang tương tự 4.3. Tính trực giao của các sóng mang OFDM trong DVB_T Việc sử dụng một số lượng lớn các sóng mang tưởng chừng như không có triển vọng lắm trong thực tế và không chắc chắn, vì có rất nhiều bộ điều chế và giải điều chế và các bộ lọc đi kèm theo, đồng thời phải cần một dải thông lớn hơn để chứa các sóng mang này.Nhưng các vấn đề trên đã được giải quyết khi các sóng mang đảm bảo điều kiện được đặt đều đặn cách nhau một khoảng fU=1/TU, với TU là khoảng symbol hữu dụng, đây cũng chính là điều kiện trực giao của các sóng mang trong hệ thống ghép kênh phân chia tần số trực giao, hình 4.3 biểu diễn hình ảnh của phổ tín hiệu của 16 sóng mang con trực giao nhau trong dải thông kênh truyền dẫn và phổ tín hiệu RF của máy phát số DVB_T có dải thông 8MHz[6].Các thành phổ của máy phát số DVB_T(gồm hàng nghàn các sóng mang con) chiếm hết dải thông 8MHz. Hình 4.3: Phổ của tín hiệu OFDM với số sóng mang N=16 và phổ tín hiệu RF thực tế. 4.4. Biến đổi IFFT và điều chế tín hiệu trong DVB-T Như đã trình bày trong các chương trước, bản chất của quá trình tạo tín hiệu OFDM là phân tích chuỗi bit đầu vào thành các sóng mang đã được điều chế theo một kiểu nào đó trong miền thời gian liên tục. Tuỳ thuộc vào kiểu điều chế mỗi tổ hợp bit trong chuỗi bit đầu vào được gán cho một tần số sóng mang, vì vậy mỗi sóng mang chỉ tải số lượng bit cố định. Nhờ bộ định vị (Mapper) và điều chế MQAM, sóng mang sau khi điều chế QAM là một số phức và được xếp vào biểu đồ chòm sao theo quy luật mã Gray trên 2 trục Re (thực) và Im(ảo). Vị trí của mỗi điểm tín hiệu (số phức) trên biểu đồ chòm sao phản ánh thông tin về biên độ và pha của các sóng mang. Quá trình biến đổi IFFT sẽ biến đổi các số phức biểu diễn các sóng mang trong miền tần số thành các số phức biểu diễn các sóng mang trong miền thời gian rời rạc (Hình 4.3 trên cho ta thấy phổ của symbol OFDM ). Trong thực tế các thành phần Re và Im được biểu diễn bằng chuỗi nhị phân được bộ điều chế IQ sử dụng để điều chế sóng mang cũng được biểu diễn bằng một chuỗi nhị phân. Chuỗi nhị phân sau điều chế IQ được biến đổi D/A để nhận được tín hiệu trong băng tần cơ bản. Quá trình xử lý ở phía thu của DVB-T sẽ thực hiện biển đổi FFT để tạo các điểm điều chế phức của từng sóng mang phụ trong symbol OFDM, sau khi giải định vị (Demapping) xác định biểu đồ bit tương ứng các tổ hợp bit được cộng lại để khôi phục dòng dữ liệu đã truyền. 4.5. Lựa chọn điều chế cơ sở Tại mỗi symbol, mỗi sóng mang sẽ được điều chế bởi một số phức lấy từ tập chòm sao. Tuỳ thuộc vào kiểu điều chế cơ sở được chọn là QPSK, 16QAM hay 64QAM mỗi sóng mang sẽ vận chuyển được số bit dữ liệu là 2, 4 hoặc 6 bit. Tuy nhiên với công suất phát cố định, khi có nhiều bit dữ liệu trong một symbol thì các điểm trong chòm sao càng gần nhau hơn và khả năng chống lỗi sẽ bị giảm. Do vậy cần có sự cân đối giữa tốc độ và mức độ lỗi[6]. Với mô hình điều chế không phân cấp luồng số liệu đầu vào được tách thành các nhóm có số bit phụ thuộc vào kiểu điều chế cơ sở. Mỗi nhóm bit này mang thông tin về pha và biên độ của sóng mang và tương ứng với một điểm trên biểu đồ chòm sao. Hình 4.4 biểu diễn các chòm sao của điều chế QPSK(4 QAM), 16-QAM và 64-QAM không phân cấp. Trong mô hình điều chế phân cấp, hai luồng số liệu độc lập sẽ được truyền trong cùng một thời điểm. Luồng dữ liệu có mức ưu tiên cao(HP) được điều chế QPSK và luồng có mức ưu tiên thấp được điều chế 16-QAM hoặc 64-QAM. Hình 4.4: Biểu diễn chòm sao của điều chế QPSK, 16-QAM và 64-QAM Hình 4.5: Biểu diễn chòm sao của điều chế phân cấp 16-QAM với α = 4. 4.6. Số lượng, vị trí và nhiệm vụ của các sóng mang Tín hiệu truyền đi được tổ chức thành các khung (Frame). Cứ 4 khung liên tiếp tạo thành một siêu khung. Lý do việc tạo ra các khung là để phục vụ tổ chức mang thông tin tham số bên phát (bằng các sóng mang báo hiệu tham số bên phát-Transmission Parameter Signalling - TPS carriers). Lý do của việc hình thành các siêu khung là để chèn vừa đủ một số nguyên lần gói mã sửa sai Reed-Solomon 204 byte trong dòng truyền tải MPEG-2 cho dù ta chọn bất kỳ cấu hình tham số phát, điều này tránh việc phải chèn thêm các gói đệm không cần thiết. Mỗi khung chứa 68 symbol OFDM trong miền thời gian (được đánh dấu từ 0 đến 67). Mỗi symbol này chứa hàng ngàn sóng mang (6817 sóng mang với chế độ 8K, và 1705 sóng mang với chế độ 2K) nằm dày đặc trong dải thông 8 MHz (Việt Nam chọn dải thông 8MHz, có nước chọn 7MHz). Hình 4.6 biểu diễn phân bố sóng mang của DVB-T theo thời gian và tần số[6]. Hình 4.6: Phân bố sóng mang của DVB-T (chưa chèn khoảng bảo vệ) Như vậy trong một symbol OFDM sẽ chứa: - Các sóng mang dữ liệu (video, audio, ...) được điều chế M-QAM. Số lượng các sóng mang dữ liệu này chỉ có 6048 với 8K, và 1512 với 2K. - Các pilot (sóng mang) liên tục: bao gồm 177 pilot với 8K, và 45 pilot với 2K. Các pilot này có vị trí cố định trong dải tần 8MHz và cố định trong biểu đồ chòm sao để đầu thu sửa lỗi tần số, tự động điều chỉnh tần số (AFC) sửa lỗi pha. - Các pilot (sóng mang) rời rạc (phân tán): bao gồm 524 pilot với 8K, và 131 pilot với 2K có vị trí cố định trong biểu đồ chòm sao. Chúng không có vị trí cố định trong miền tần số, nhưng được trải đều trong dải thông 8MHz. Bên máy thu khi nhận được các thông tin từ các pilot này sẽ tự động điều chỉnh để đạt được "đáp ứng kênh" tốt nhất và thực hiện việc hiệu chỉnh (nếu cần). - Khác với sóng mang các chương trình, các pilot không điều chế QAM, mà chỉ điều chế BPSK với mức công suất lớn hơn 2, 5 dB so với các sóng mang khác. Hình 4.7 biểu diễn phân bố sóng mang pilot rời rạc và liên tục với múc công suất lớn hơn các sóng mang dữ liệu 2, 5 dB. Hình 4.7: Phân bố các pilot của DVB-T - Các sóng mang thông số phát TPS (Transmission Parameter Signalling) chứa nhóm thông số phát được điều chế BPSK vì thế trên biểu đồ chòm sao, chúng nằm trên trục thực. Sóng mang TPS bao gồm 68 sóng mang trong chế độ 8K và 17 sóng mang trong chế độ 2K. Các sóng mang TPS này không những có vị trí cố định trên biểu đồ chòm sao, mà còn hoàn toàn cố định ở các vị trí xác định trong dải tần 8MHz. Hình 7 biểu diễn vị trí các pilot và sóng mang TPS được điều chế BPSK Hình 4.8. Phân bố các pilot của DVB-T trên biểu đồ chòm sao 4.7. Chèn khoảng thời gian bảo vệ Trong thực tế khi khoảng tổ hợp thu được trải dài theo 2 symbol thì không chỉ có nhiễu giữa các symbol (ISI) mà còn cả nhiễu tương hỗ giữa các sóng mang (ICI). Để tránh điều này người ta chèn thêm khoảng bảo vệ (Guard Interval duration) Tg trước mỗi symbol để đảm bảo các thông tin là đến từ cùng một symbol và xuất hiện cố định. Hình 4.9: Phân bố sóng mang khi chèn thêm khoảng thời gian bảo vệ Mỗi khoảng symbol được kéo dài thêm vì thế nó sẽ vượt quá khoảng tổ hợp của máy thu Tu. Như vậy đoạn thêm vào tại phần đầu của symbol để tạo nên khoảng bảo vệ sẽ giống với đoạn có cùng độ dài tại cuối symbol. Miễn là trễ không vượt quá đoạn bảo vệ, tất cả thành phần tín hiệu trong khoảng tổ hợp sẽ đến từ cùng một symbol và tiêu chuẩn trực giao được thoả mãn. ICI và ISI chỉ xảy ra khi trễ vượt quá khoảng bảo vệ. Độ dài khoảng bảo vệ được lựa chọn sao cho phù hợp với mức độ thu đa đường(multi path) của máy thu. Việc chèn khoảng thời gian bảo vệ được thực hiện tại phía phát. Khoảng thời gian bảo vệ Tg có các giá trị khác nhau theo quy định của DVB-T [1]: 1/4Tu, 1/8Tu, 1/16Tu và 1/32Tu. Khi chênh lệch thời gian của các tia sóng đến đầu thu không vượt quá khoảng thời gian bảo vệ Tg, thì máy thu hoàn toàn khắc phục tốt hiện tượng phản xạ (xem hình 4.10). Thực chất, khoảng thời gian bảo vệ Tg là khoảng thời gian trống không mang thông tin hữu ích. Vì vậy, cùng chế độ phát, Tg càng lớn, thông tin hữu ích sẽ càng ít, số lượng chương trình sẽ giảm. Nhưng Tg càng lớn khả năng khắc phục cáctia sóng phản xạ từ xa đến càng hiệu quả. Với sử dụng kỹ thuật ghép đa tần trực giao và với thông số khoảng thời gian bảo vệ này tạo tiền đề cho việc thiết lập mạng đơn tần DVB-T. Các máy phát thuộc mạng đơn tần đều phát cùng một kênh sóng, rất thuận lợi cho quy hoạch và tiết kiệm tài nguyên tần số. Hình 4.10: Các tia sóng đến trong thời khoảng bảo vệ 4.8. Tổng vận tốc dòng dữ liệu của máy phát số DVB-T Thông thường, thông tin trên một kênh cao tần 8MHz của máy phát DVB-T phụ thuộc vào tổng vận tốc dòng dữ liệu mà nó có khả năng truyền tải và có thể thấy các tham số phát như kiểu điều chế (modulation), tỷ lệ mã sửa sai (code rate) và khoảng thời gian bảo vệ (Guard interval) sẽ quyết định khả năng này. Bảng 4.1 thống kê tổng vận tốc dòng dữ liệu máy phát DVB-T có thể truyền tải từ 4, 98 Mbit/s đến 31, 67 Mbit/s trên một kênh cao tần 8MHz với các nhóm thông số phát khác nhau[6]. Bảng 4.1: Tổng vận tốc dòng dữ liệu 4.9. Kết luận Hệ thống DVB-T sử dụng kỹ thuật OFDM, thông tin cần phát được phân chia vào một lượng lớn các sóng mang. Các sóng mang này chồng lên nhau trong miền thời gian và tần số và được mã hoá riêng biệt, do đó giao thoa chỉ ảnh hưởng đến vài sóng mang và tối thiểu hoá âm thanh của nhiễu. Như đã xét ở các chương trước, ta thấy việc ứng dụng OFDM có hiệu quả rất lớn trong truyền hình số mặt đất (DVB-T), nhờ khả năng chống lại nhiễu ISI, ICI gây ra do hiệu ứng đa đường. Trong chương tiếp trình bày chương trình mô phỏng truyền dẫn tín hiệu trong hệ thống OFDM khi có nhiễu trắng cộng (AWGN). KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI Kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao - OFDM là một kỹ thuật hiện đại cho truyền thông tương lai. Đây là kỹ thuật hết sức mới mẻ, việc nghiên cứu và ứng dụng OFDM đang trong giai đoạn khẩn trương. Trong đó, những vấn đề kỹ thuật là các đối tượng được quan tâm nghiên cứu nhiều nhất. Đồ án tốt nghiệp này chỉ tìm hiểu một số vấn đề kỹ thuật chính trong hệ thống OFDM, đó là: Ước lượng kênh, đồng bộ và ứng dụng của kỹ thuật OFDM trong truyền dẫn tín hiệu DVB-T. Vì khả năng chống hiệu ứng đa đường động rất tốt của hệ thống OFDM đã tạo cho nghành truyền hình có hai khả năng mới mà truyền hình tương tự cũng như truyền hình số tuân theo tiêu chuẩn không thể đạt được là : * Khả năng thu di động các dịch vụ truyền hình quảng bá. * Khả năng tạo nên một mạng đơn tần trong một phạm vi rộng. Đối với hệ thống truyền hình tương tự cũng như một hệ thống thông tin, các máy phát cạnh nhau dùng chung một tần số là một vấn đề vô cùng khó khăn. Vì vậy các hệ thống cần có sự quy hoạch tần số cẩn thận cũng như các phương án tái sử dụng tần số. Mạng đơn tần SFN là mạng gồm nhiều máy phát động trên cùng một tần số và phát cùng một nội dung. Mỗi máy phát trong một mạng SFN sẽ tuân theo quy tắc sau : * Phát cùng một tần số. * Phát cùng một lúc. * Phát cùng một dữ liệu. Như vậy một điểm thu tại biên vùng phủ sóng sẽ thu được nhiều tín hiệu từ các trạm phát khác nhau và bộ thu sẽ coi các tín hiệu này như các trễ nhân tạo. Vậy mạng SFN là khả thi vì OFDM có thể giaỉ quyết được các vấn đề thu nhiều đường. Ứng dụng của SNF tạo một bước đột phá trong công nghệ phát sóng truyền hình, đó là phạm vi lớn có thể khai mạng dày đặc các máy phát hoạt động cùng tần số, trong khi tài nguyên tần số băng tần UHF/VHF ngày càng hạn hẹp thì triển khai SNF mang lại lợi ích vô cùng lớn. Từ việc tìm hiểu các các kĩ thuật trong hệ thống OFDM đã được trình bày trong các chương trước chúng ta có thể tiếp tục nghiên cứu các ứng dụng của OFDM mà hiện nay đang được nghiên cứu ứng dụng trong lĩnh vực thông tin vô tuyến. Công nghệ này là lựa chọn kết hợp giữa các phương pháp điều chế cổ điển và các phương pháp đa truy cập vô tuyến, ứng dụng của OFDM sẽ dành cho mạch vòng vô tuyến nội hạt, LAN vô tuyến, dịch vụ truyền thông cá nhân tế bào. Các hệ thống đa truy cập cá nhân tế bào dựa trên OFDM như OFDM-TDMA và WCTDMA đang được xem xét như một thế hệ tiếp theo của hệ thống vô tuyến nhiều người sử dụng. Mặc dù em đã cố gắng hết sức nhưng do kiến thức có hạn nên trong đồ án này không thể tránh khỏi những sai sót, mong rằng qua đồ án này em có được những kinh nghiệm hữu ích cho mình sau này. Một lần nữa em xin chân thành cảm ơn đến tất cả các Thầy, Cô đã giúp em hoàn thành đồ án này. TÀI LIỆU THAM KHẢO 1. Tài liệu tiếng Việt [1] T.S Phạm Đắc Bi, K.S Lê Trọng Bằng, K.S Đỗ Anh Tú, ”Các đặc điểm cơ bản của máy phát số DVB-T”, Tạp chí Bưu Chính Viễn Thông & Công Nghệ Thông Tin, (8/2004). [2] Đặng Văn Chuyết & Nguyễn Tuấn Anh, “Cơ sở lý thuyết truyền tin-Tập hai “, Nhà xuất bản giáo dục-2000. [3] Nguyễn Văn Đức, Cheng-Xiang Wang “Kỹ thuật thông tin số_tập 1”, Nhà xuất bản khoa học và kĩ thuật- Hà Nội 2006. [4] ThS Nguyễn Hoàng Hải, Th.s Nguyễn Việt Anh, “Lập trình Matlab và ứng dụng”, Nhà xuất bản khoa học và kỹ thuật- Hà Nội 2006. [5] Phan Hương, “Công nghệ OFDM trong truyền dẫn vô tuyến băng rộng điểm-đa điểm tốc độ cao (54Mbit/s)”, Tạp chí Bưu Chính Viễn Thông & Công Nghệ Thông Tin (13/03/2006). [6] Quách Tuấn Ngọc, “xử lý tín hiệu số”, Nhà xuất bản giáo dục -1999. [7] Th.s Nguyễn Ngọc Tiến, “Một số vấn đề kỹ thuật trong OFDM”, Tạp chí Bưu Chính Viễn Thông & Công Nghệ Thông Tin, Kỳ 1(10/2003). [8] Tạ Quốc Ưng, “Điện thoại di động trong truyền hình số mặt đất DVB_T”, Tạp chí Bưu Chính Viễn Thông & Công Nghệ Thông Tin (12/11/2003). 2. Tài liệu tiếng Anh [9] Richard van Nee, Ramjee Prasad, OFDM for Wireless Multimedia Communications, Artech House, 2000. [10] Eric Phillip LAWREY BE (Hons), “Adaptive Techniques for Multiuser OFDM”, a thesis submitted for the degree of Doctor of Philosophy, Electrical and Computer Engineering School of Engineering, JAMES COOK University, Dec- 2001. Website: www.skydsp.com/publications/index.htm [11] ETS 300 744, “Digital broadcasting systems for television, sound and data services; framing structure, channel coding, and modulation for digital terrestrial television”, European Telecommunication Standard, Doc.300 744. [12] Digital Video Broadcasting. The international Standard for Digital Television. [13] Anibal Luis Intini, “Orthogonal Frequency Division Multiplexing for Wirelss Networks”, University of California Santa Barbara – December, 2000. [14] K.Fazel, S.Kasier, “Multi-carrier and spread spectrum systems”, John Wiley & Sons Ltd, The Atrium, Southern Gate, Chichester, West Sussex PO19 8SQ, England, 2003.