Đề tài Nghiên cứu điều khiển biến tần khi các thiết bị nâng hạ làm việc ở chế độ hãm tái sinh

sau: Động cơ có thể hoạt động ở tốc độ cao hơn mà không cần giảm từ trường (bởi sự duy trì điện áp đường truyền một chiều trên điện áp đỉnh của nguồn cấp). Bộ Chỉnh lưu Bộ Nghịch lưu Phản ứng của bộ điều khiển điện áp có thể được cải tiến bởi tín hiệu đưa đến từ tải dẫn đến giảm đến mức tối thiểu điện dung 1 chiều, trong khi việc duy trì được điện áp một chiều dưới giới hạn cho phép thay đổi tải. Hình 3.13. Bộ biến đổi xoay chiều/một chiều/xoay chiều Hình 3.14. Hệ thống phân phối điện năng một chiều b) Cấu trúc mạch lực và hoạt động của chỉnh lưu PWM * Cấu trúc mạch lực của chỉnh lưu PWM Phía xoay chiều Phía một chiều Bộ biến đổi cầu Tải Hình 3.15. Sơ đồ thay thế đơn giản của chỉnh lưu 3 pha PWM cho công suất chảy theo cả hai chiều uL us = uconv RiL jωLiL iL Hình 3.16. Sơ đồ thay thế điện của một nhánh Hình 3.14 biểu diễn một pha của mạch chỉnh lưu giới thiệu ở hình 3.13. L và R là điện cảm của lưới, uL là điện áp lưới và uS là điện áp bộ chuyển đổi có thể điều khiển được từ phía một chiều. * Điều kiện để chỉnh lưu PWM hoạt động Điều kiện hoạt động của chỉnh lưu PWM: Vdcmin>VCL tự nhiên (thường ít nhất là 20%). Có cuộn cảm đầu vào để tạo kho từ trao đổi năng lượng với lưới. Điều khiển chỉnh lưu theo luật điều khiển PWM. Quá trình làm việc của chỉnh lưu PWM yêu cầu một giá trị điện áp một chiều nhỏ nhất. Thông thường, có thể xác định bằng điện áp dây lớn nhất: Vdcmin>VLN(rms)..= 2,45.VLN(rms) (3.7) Ta có biểu thức điện áp udc> (3.8) Biểu thức trên chỉ ra mối quan hệ giữa điện áp nguồn và điện áp một chiều đầu ra, dòng điện (tải) và cảm kháng. Cuộn cảm phải được lựa chọn kỹ bởi cảm kháng thấp sẽ làm cho dòng điện nhấp nhô lớn và làm cho việc thiết kế phụ thuộc nhiều vào trở kháng đường dây. Cảm kháng có giá trị lớn làm giảm độ nhấp nhô dòng điện, nhưng đồng thời cũng làm giảm giới hạn làm việc của chỉnh lưu. Điện áp rơi trên cuộn cảm có ảnh hưởng tới dòng điện nguồn. Điện áp rơi này được điều chỉnh bởi điện áp đầu vào chỉnh lưu PWM nhưng giá trị lớn nhất được giới hạn bởi điện áp 1 chiều. Kết quả là, dòng điện lớn (công suất lớn) qua cảm kháng cũng cần điện áp một chiều lớn hay cảm kháng nhỏ. Vì vậy, sau khi biến đổi phương trình (3.7) độ tự cảm lớn nhất xác định: L< (3.9) * Giản đồ vectơ Cuộn cảm được nối giữa đầu vào chỉnh lưu và lưới đóng vai trò là bộ tích phân trong mạch. Nó mang đặc tính nguồn dòng của mạch đầu vào và cung cấp đặc trưng tăng thế của bộ biến đổi. Dòng điện lưới iL được điều khiển bởi điện áp rơi trên điện cảm L nối giữa 2 nguồn áp (lưới và bộ biến đổi). Nó có nghĩa rằng điện áp của cuộn cảm uL tương đương với độ chênh lệch giữa điện áp lưới và điện áp bộ biến đổi. Khi điều khiển góc pha ε và biên độ của điện áp bộ biến đổi, tức là đã điều khiển gián tiếp pha và biên độ của dòng điện lưới. Theo cách này, giá trị trung bình và dấu của dòng điện 1 chiều là đối tượng để điều khiển tỷ lệ với công suất tác dụng qua bộ biến đổi. Công suất phản kháng có thể được điều khiển một cách độc lập với sự thay đổi của thành phần dòng điều hoà cơ bản iL đối với điện áp uL. q d uL jωLiL us RiL iL q d jωLiL RiL us uL ε q d RiL uL jωLiL us ε a) b) c) Hình 3.17. Giản đồ pha cho chỉnh lưu PWM a) Đồ thị véctơ bộ chỉnh lưu thông thường b) Đồ thị véctơ bộ chỉnh lưu PWM với hệ số công suất bằng 1 c) Đồ thị véctơ bộ chỉnh lưu PWM hoạt động ở chế độ nghịch lưu với hệ số công suất = 1 Hình 3.15 giới thiệu đồ thị véctơ với các trường hợp bộ chỉnh lưu thông thường và bộ chỉnh lưu PWM ở hai chế độ chỉnh lưu và nghịch lưu. Như vậy bộ chỉnh lưu PWM cho phép năng lượng chảy theo 2 chiều và có hệ số công suất = ±1. Hình vẽ cho thấy vector điện áp us  trong quá trình tái sinh cao hơn (lên đến 3%) so với chế độ chỉnh lưu. Nó có nghĩa là 2 chế độ này là không đối xứng. * Các trạng thái chuyển mạch của bộ biến đổi PWM Khi sử dụng bộ chỉnh lưu PWM, điện áp phía xoay chiều của chỉnh lưu PWM có thể điều khiển được cả biên độ và pha để thu được dòng điện lưới hình sin với hệ số công suất bằng 1. Thêm vào đó, chỉnh lưu PWM cung cấp điện áp một chiều ổn định và hoạt động như một bộ lọc tích cực lưới điện dùng để bù sóng điều hoà và công suất phản kháng tại các điểm chồng chéo nhau trong mạng phân bố. Điện áp bộ biến đổi cầu có thể được đặc trưng bởi 8 trạng thái chuyển mạch có thế (6 trạng thái tích cực và 2 trạng thái 0) được mô tả bởi phương trình: Với k =0.....5 (3.10) Hình 3.18. Các trạng thái chuyển mạch của bộ chỉnh lưu PWM 3.2.3. Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM a) Giới thiệu chung về các cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM Vì thế trên thế giới đã đưa ra nhiều cấu trúc điều khiển cho chỉnh lưu PWM. Các cấu trúc này về cơ bản thì cùng thực hiện một mục đích nhưng nguyên tắc của chúng khác nhau. Chúng được phân loại dựa trên hai nguyên tắc: Điều khiển dựa trên điện áp và điều khiển dựa trên từ thông ảo. - Điều khiển dựa trên điện áp là ước lượng điện áp lưới và sẽ được điều khiển bằng dòng điện hay công suất. Điện áp lưới nếu điều khiển bằng dòng điện thì gọi là phương pháp VOC (Voltage Oriented Control), theo công suất là phương pháp DPC (Direct Power Control). Trước hết cần ước lượng điện áp lưới bằng cách cộng điện áp đặt đầu vào bộ chỉnh lưu với điện áp rơi trên cuộn cảm. Sau đó, dựa trên điện áp lưới đã ước lượng được sẽ tiến hành điều khiển bằng dòng điện (VOC) hay theo công suất (DPC). + Cấu trúc điều khiển VOC (Voltage Oriented Control) sử dụng mạch vòng điều khiển dòng điện là cấu trúc đã được phát triển và rất phổ biến. Cấu trúc này dựa trên việc chuyển đổi giữa hệ trục toạ độ cố định α – β và hệ trục toạ độ quay động bộ d – q. Phương pháp này đẳm bảo đáp ứng tức thời nhanh và hiệu suất tĩnh cao thông qua các mạch vòng điều khiển dòng điện bên trong. + Cấu trúc điều khiển DPC (Direct Power Control) dựa trên các mạch vòng điều khiển công suất tác dụng và công suất phản kháng tức thời. Trong cấu trúc DPC, không có mạch vòng điều khiển dòng điện và không có khối điều chế PWM vì các trạng thái chuyển mạch của bộ biến đổi được chọn bởi bảng chuyển mạch dựa trên sự sai lệch giữa giá trị ước lượng và giá trị điều khiển của công suất tác dụng và công suất phản kháng. Do đó, một điểm quan trọng khi thực hiện cấu trúc DPC là phải ước lượng nhanh và chính xác công suất tác dụng và công suất phản kháng. - Điều khiển dựa trên từ thông ảo là phương pháp điều khiển mà ta phải ước lượng từ thông ảo của lưới bằng việc áp dụng phương pháp điều khiển từ thông stator của động cơ không đồng bộ cho lưới điện. Sau đó, ta tiến hành điều khiển bằng mạch vòng dòng điện (VFOC) hay điều khiển theo công suất (VF-DPC). VFOC tương tự như VOC, còn VF-DPC cũng tương tự như DPC. Chúng chỉ khác nhau ở chỗ điều khiển dựa trên điện áp hay dựa trên từ thông ảo. Ta có sơ đồ các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM như sau: Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM Điều khiển dựa trên điện áp Điều khiển dựa trên từ thông ảo VOC DPC VFOC VF-DPC Hình 3.19. Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM b) Mô tả toán học chỉnh lưu PWM Mối quan hệ cơ bản giữa các vector chỉnh lưu PWM thể hiện trong hình Hình 3.20. Mối quan hệ giữa các vector trong chỉnh lưu PWM c) Mô tả dòng điện và điện áp nguồn Dòng điện và điện áp nguồn 3 pha: (3.11a) (3.11b) (3.11c) (3.12a) (3.12b) (3.12c) Trong đó: Em(Im) và w là biên độ điện áp (dòng điện) pha và tần số góc tương ứng, với giả thiết: ia+ib+ic=0 (3.13) Chúng ta có thể chuyển phương trình 3-11 sang hệ α-β. Khi đó điện áp đầu vào trong hệ toạ độ α-β được biểu diễn bởi: (3.14) (3.15) Và điện áp đầu vào trong hệ toạ độ quay d-q (hình 3.18) được biểu diễn: (3.16) d) Mô tả điện áp vào bộ chỉnh lưu PWM Điện áp dây đầu vào chỉnh lưu PWM có thể mô tả với sự trợ giúp của hình 1.10 như sau: (3.17a) (3.17b) (3.17c) và điện áp pha được tính như sau: (3.18a) (3.18b) (3.18c) Trong đó: (3.19a) (3.19b) (3.19c) fa, fb, fc nhận các giá trị : 0; 1/3; 2/3 tùy thuộc vào vị trí chuyển mạch của các van trong mạch động lực. e) Mô tả toán học bộ chỉnh lưu PWM Phương trình điện áp hình 3.15b được viết như sau: (3.20) ( 3.21) (3.22) Ngoài ra dòng điện: (3.23) Kết hợp các phương trình 3.18, 3.19, 3.22, 3.23 ta thu được sơ đồ khối bộ chỉnh lưu PWM trong hệ toạ độ 3 pha như hình sau: Hình 3.21. Sơ đồ khối bộ chỉnh lưu PWM trong hệ toạ độ tự nhiên * Mô toán học bộ chỉnh lưu PWM hệ toạ độ tĩnh α-β Phương trình điện áp trong khung toạ độ tĩnh α-β tìm được bằng cách áp dụng phương trình: (3.24) Vào các phương trình (2.12), (2.13) (3.25) và (3.26) Trong đó: (2.17) Sơ đồ khối bộ chỉnh lưu PWM trong hệ toạ độ tĩnh α-β như sau. Hình 3.22. Sơ đồ khối bộ chỉnh lưu PWM trong hệ toạ độ tĩnh α-β * Mô tả toán học bộ chỉnh lưu PWM trong hệ tọa độ quay d-q Các phương trình trong hệ toạ độ d-q có được bằng cách biến đổi phương trình: (3.28) Ta được (3.29a) (3.29b) (3.30) Với: Sơ đồ khối bộ chỉnh lưu PWM trong hệ toạ độ d-q: Hình 3.23. Sơ đồ khối bộ chỉnh lưu PWM trong hệ tọa độ quay d-q Trong thực tế, có thể bỏ qua điện trở R, bởi vì điện áp rơi trên R nhỏ hơn nhiều so với điện áp rơi trên cuộn dây. Các phương trình (3.23), (3.25), (3.28) có thể viết đơn giản: (3.31) (3.32) (3.33) (3.34) (3.35) Công suất tác dụng và công suất phản kháng từ nguồn xác định bởi: (3.36) (3.37) Trong hệ toạ độ d-q: (3.38) (3.39) Nếu giả sử hệ số công suất bằng 1, ta có Hình 3.24. Dòng công suất trong bộ biến đổi AC/DC hai chiều phụ thuộc vào hướng iL 3.2.4. Cấu trúc điều khiển theo phương pháp DPC Bảng đóng cắt TẢI Khâu đo dòng ước lượng điện áp hoặc từ thông ảo và công suất tức thời Chọn sector hay Hình 3.25. Sơ đồ khối của phương pháp điều khiển DPC Công suất phản kháng qref (được đặt là 0 cho trường hợp hệ số công suất bằng 1) và công suất tác dụng pref (lấy từ bộ điều khiển điện áp PI-DC) được so sánh lần lượt với giá trị ước lượng p và q trong bộ điều khiển công suất tác dụng và công suất phản kháng và công suất tác dụng trễ của bộ điều khiển. Tín hiệu số hoá đầu ra của bộ điều khiển được định nghĩa là dq=1 với q<qref - Hq dq=0 với q>qref +Hq và tương tự với công suất tác dụng dp=1 với q<qref - Hp dp=0 với q>qref +Hp Trong đó Hp và Hq là những dải trễ Các biến số hoá dp và dq với vị trí vector hiệu điện thế gUl= arctg (ULa/ULb) hoặc vị trí vector từ thông gyl=arctg (yLa/ y Lb) hình thành từ kỹ thuật số có thể tra được trong bảng tương ứng với vector hiệu điện thế trong bảng chuyển mạch. Vùng vị trí của vector hiệu điện thế và từ thông được chia thành 12 sector và các sector được biểu diễn dưới dạng số như sau: với n=1,2....12 Hình 3.26. Chọn sector cho phương pháp điều khiển DPC Sau khi đã xác định được vị trí từ thông ảo thuộc sector nào, ta sẽ lựa chọn trạng thái đóng cắt tối ưu cho các van của mạch cầu chỉnh lưu nhờ vào bảng chuyển mạch (Switshing Table): Bảng 3.1. Bảng chuyển mạch 12 sector dùng cho phương pháp điều khiển DPC dp dq Sector 1 Sector 2 Sector 3 Sector 4 Sector 5 Sector 6 Sector 7 Sector 8 Sector 9 Sector 10 Sector 11 Sector 12 1 0 101 101 100 100 110 110 010 010 011 011 001 001 1 110 111 010 000 011 111 001 000 101 111 100 000 0 0 101 100 100 110 110 010 010 011 011 001 001 101 1 100 110 110 010 010 011 011 001 001 101 101 100 a) Ước lượng từ thông ảo trên hệ trục toạ độ a-b Dựa vào điện áp một chiều đo được Udc và các trạng thái chuyển mạch của bộ biến đổi Sa, Sb, Sc điện áp đầu vào của bộ chỉnh lưu có thể ước lượng như sau: (3.40a) (3.40b) Các thành phần của từ thông ảo được tính toán từ 2.32 trong hệ toạ độ cố định (α - β): (3.41a) (3.41b) b) Ước lượng công suất tức thời dựa vào từ thông ảo (3.42a) (3.42b) Hình 3.27. Sơ đồ khối ước lượng từ thông ảo với bộ lọc đầu vào Ước lượng từ thông ảo Công thức 2.31 a, b Ước lượng công suất tác dụng và công suất phản kháng tức thời Công thức 2.32 a, b Hình 3.28. Sơ đồ khối ước lượng công suất tức thời dựa trên từ thông ảo 3.2.5. Cấu trúc điều khiển theo phương pháp VOC - iq ref = 0 id ref Ua Ub Uc L L L Ia Ib Ic Ia Ib Khâu đo dòng điện và ước lượng điện áp lưới Khâu điều chế độ rộng xung PWM PWM TẢI a-b d-q a-b a-b d-q d-g PI PI PI - - Udc ref Udc DUdc DId DIq singUL cosgUL iLq iLd USd USq Hình 3.29. Sơ đồ khối của phương pháp điều khiển VOC Đặc điểm của phương pháp điều khiển dựa vào dòng điện là xử lý tín hiệu trong hai hệ trục toạ độ là hệ trục toạ độ tĩnh a-b và hệ trục toạ độ quay d-q. Các giá trị đo được trong hệ trục toạ độ tự nhiên đầu tiên được biến đổi sang hệ trục toạ độ tĩnh a-b sau đó được biến đổi sang hệ trục toạ độ quay d-q như trên sơ đồ khối. Công thức biến đổi từ hệ toạ độ a-b sang hệ toạ độ d-q là (3.43) Trong cả hai hệ trục toạ độ véc tơ điện áp gUL được xác định như sau (3.44) trục a (cố định) trục d (quay) trục b trục q Trong hệ toạ độ quay d-q dòng điện lưới iL được chia làm hai thành phần là iLd (thành phần dọc trục) và iLq (thành phần ngang trục) trong đó iLd xác định hướng dòng của công suất tác dụng và iLq xác định công suất phản kháng. Nhờ đó mà công suất tác dụng cũng như phản kháng có thể điều khiển một cách độc lập. Hệ số công suất bằng một khi véc tơ dòng điện lưới iL trùng pha với véc tơ điện áp lưới uL. Đặt trục d của hệ trục toạ độ quay trùng với véc tơ điện áp lưới thì có thể có được mô hình động lực học đơn giản. Hình 3.30. Sơ đồ vectơ VOC. Biến đổi dòng, áp lưới và điện áp đầu vào bộ chỉnh lưu trong các hệ trục toạ độ a-b và d-q Công thức tính điện áp lưới trong hệ trục d-q như sau: (3.45) (3.46) Theo hình 3.27 thì dòng điện ngang trục iLq được đặt bằng 0 để có được hệ số công suất bằng 1 và dòng điện dọc trục iLd được đặt bởi bộ điều khiển điện áp một chiều và điều khiển dòng công suất tác dụng giữa người cấp và điện áp một chiều trung gian. Giả sử điện trở đầu vào coi như vô cùng bé so với điện cảm đầu vào thì công thức có thể tối giản thành: (3.47) (3.48) Nếu dòng điện ngang trục iLq đạt được giá trị 0 thì công thức sau đúng: (3.49) (3.50) Bộ điều khiển dòng điện có thể sử dụng bộ PI, tuy nhiên bộ điều khiển PI không đáp ứng được đặc tính động đặc biệt là khi sử dụng công thức 3.47 và 3.48 vì vậy để đáp ứng được đặc tính động học của dòng điện thì cần tách riêng từng dòng điện đầu vào bộ chỉnh lưu ra để điều khiển. (3.51) (3.52) Trong đó D là tín hiệu ra của bộ điều khiển dòng điện (3.53) (3.54) Tín hiệu đầu ra bộ PI sau khi được biến đổi từ dq sang ab được sử dụng làm tín hiệu đóng cắt cấp cho bộ điều chế véc tơ không gian Bộ điều khiển điện áp PI Bộ điều khiển dòng điện PI Bộ điều khiển dòng điện PI Hình 3.31. Điền khiển tách dòng điện đầu vào bộ chỉnh lưu PWM 3.3. Hệ thống biến tần dùng chỉnh lưu PWM - động cơ không đồng bộ: Có nhiều phương pháp khác nhau để điều khiển cho động cơ không đồng bộ, như là hệ thống điều khiển định hướng theo từ trường còn gọi là điều khiển vectơ, có thể đáp ứng các yêu cầu điều chỉnh trong chế độ tĩnh và động. Nguyên lý điều khiển vectơ dựa trên ý tưởng điều khiển vectơ động cơ không đồng bộ tương tự như điều khiển động cơ một chiều. Bên cạnh đó còn có 1 phương pháp khác để điều khiển là phương pháp điều khiển trực tiếp momen. Điều khiển trực tiếp momen cho động cơ không đồng ba pha là phương pháp điều khiển trực tiếp lên momen điện từ, tốc độ là đại lượng điều khiển gián tiếp. Nội dung phương pháp dựa trên tác động trực tiếp của các vec tơ điện áp lên vectơ từ thông móc vòng stator. Thay đổi trạng thái của vectơ từ thông stator dẫn đến thay đổi trực tiếp tới momen điện từ của động cơ. Các vec tơ điện áp được chọn lựa dựa trên sai lệch của từ thông stator và momen điện từ với các giá trị đặt. Tuỳ thuộc vào trạng thái sai lệch của từ thông và momen điện từ, một vectơ điện áp tối ưu đã định trước được chọn để điều chỉnh đại lượng về đúng với lượng đặt. Đây là phương pháp điều khiển đơn giản, ít phụ thuộc vào các thông số động cơ, đáp ứng momen nhanh, linh hoạt. Ta có thể sử dụng bất kỳ thuật toán nào áp dụng cho việc điều khiển động cơ áp dụng cho phía nghịch lưu kết hợp với phương pháp chỉnh lưu PWM đã nói ở trên cho phép ta dịch chuyển năng lượng theo hai chiều. Việc áp dụng này cho phép trả năng lượng về nguồn trong chế độ hãm tái sinh động cơ. Hình sau là mô hình biến tần kết nối động cơ không đồng bộ áp dụng hai thuật toán VF-DPC (Virtual Flux – Direct Power Control) áp dụng cho khối chỉnh lưu và thuật toán DTC áp dụng cho khối nghịch lưu cung cấp nguồn cho động cơ không đồng bộ. Hình 3.32. Sơ đồ cấu trúc mạch lực của biến tần chỉnh lưu PWM Hình 3.33. Tthuật toán VF-DPC áp dụng cho khối chỉnh lưu và thuật toán DTC áp dụng cho khối nghịch lưu cung cấp nguồn cho động cơ không đồng bộ Hình 3.34. Thuật toán VF-DPC (Virtual Flux – Direct Power Control) áp dụng cho khối chỉnh lưu Các sơ đồ trên áp dụng thuật toán VF-PDC cho khối chỉnh lưu PWM và thuật toán DTC cho khối nghịch lưu cung cấp nguồn cho động cơ không đồng bộ. Cơ sở lý thuyết của hai phương pháp này đã được đề cập đến ở các phần trên, sau đây là diễn giải chi tiết khi thực hiện mô hình mô phỏng trên Matlab Simulink của từng phương pháp. 3.3.1. Xây dựng thuật toán VF-DPC trên Simulink Cấu trúc các khối trong sơ đồ được xây dựng như sau: * Khối cầu chỉnh lưu dùng IGBT: Hình 3.36. Khối cầu chỉnh lưu PWM Khối có nhiệm vụ tạo dòng điện một chiều khi hoạt động ở chế độ chỉnh lưu và tạo điện áp xoay chiều 3 pha khi hoạt động ở chế độ nghịch lưu tuỳ theo chế độ hoạt động của tải. * Khối chuyển đổi hệ tọa độ ba pha sang hệ trục toạ độ tĩnh a-b Hình 3.37. Khối chuyển đổi hệ tọa độ ba pha sang hệ trục toạ độ tĩnh a-b Khối có nhiệm vụ chuyển đổi từ giá trị dòng điện pha A và B sang giá trị dòng điện trong hệ tọa độ a-b. * Khối ước lượng từ thông ảo (Virtual Flux Estimator) Hình 3.38. Khối ước lượng từ thông ảo Khối ước lượng từ thông ảo nhận tín hiệu đầu vào là điện áp một chiều UDC, trạng thái chuyển mạch của các transistor và dòng điện để ước lượng từ thông, dùng để tính toán sector, ước lượng công suất thực và công suất phản kháng. * Khối ước lượng công suất Hình 3.39. Khối ước lượng công suất Tính công suất tác dụng và công suất phản kháng từ các thông số đầu vào là dòng điện ba pha và từ thông. * Khối tính 12 sector: Hình 3.40. Khâu tính 12 sector Cấu trúc chi tiết khối tính 12 sector Hình 3.41. Cấu trúc chi tiết khối tính sector * Bảng chọn (Switching Table) Từ các giá trị dp, dq và sector đưa vào, đầu ra là Sa, Sb, Sc để điều khiển đóng mở. Hình 3.42. Khối switching table Hình 3.43. Cấu trúc chi tiết khối Switching Table Hình 3.44. Bảng tra trong trường hợp dq=0 Hình 3.45. Bảng tra trong trường hợp dq=1 3.3.2. Xây dựng thuật toán DTC trên Simulink Thuật toán DTC được xây dựng trên Simulink như sau: Hình 3.46. Thuật toán DTC (Direct Torque Control) áp dụng cho khối nghịch lưu Hình 3.47. Khối điều chỉnh mômen trực tiếp Hình 3.48. Khối điều chỉnh tốc độ Hình 3.49. Khối chuyển đổi điện áp từ hệ tọa độ ba pha sang hệ trục toạ độ tĩnh a-b Chức năng của khối là chuyển đổi điện áp stator từ hệ trục toạ độ abc sang hệ trục toạ độ a-b. Hình 3.50. Khối hàm tính usa Hình 3.51. Khối hàm tính usb Hình 3.52. Khối chuyển đổi dòng điện từ hệ tọa độ ba pha sang hệ trục toạ độ tĩnh a-b 3.4. Các kết quả mô phỏng đạt được với hệ thống biến tần dùng chỉnh lưu PWM - động cơ không đồng bộ Ta tiến hành mô phỏng hệ thống đã xây dựng với các điều kiện mô phỏng như sau: * Động cơ sử dụng được chọn với các thông số: Công suất: 20HP (tương đương 14,72kW) Điện áp pha: 220VAC Tốc độ định mức: 1450 vòng/phút Dòng điện định mức: 49,68A Điện trở stator Rs : 0,1062 Điện trở rôto Rr : 0,0764 Điện cảm tản stator Lls : 0,2145/(2*pi*50) Điện cảm tản rôto Llr = Lls Hỗ cảm giữa stator và rotor Lm : 5,834/(2*pi*50) Số đôi cực : 2 Mô men quán tính : 0,5 Hệ số ma sát F : 0 Mômen định mức động cơ T_n : 80,4 Từ thông định mức Psi_ref : 0,46 Hệ số từ trễ của mômen delta_T : 0,05*T_n Hệ số từ trễ của từ thông delta_Psi : 0,02*Psi_resensor * Ta tiến hành mô phỏng với các điều kiện sau: Mô phỏng với công suất phản kháng đặt qref bằng không, hệ chỉ tiêu thụ công suất thực từ lưới. Ban đầu cho nạp tụ trước, không tiến hành nghịch lưu ở thời điểm t = 0. Ở thời điểm 0,06s đưa khối nghịch lưu vào hoạt động cấp nguồn cho động cơ. Động cơ tăng tốc, đạt đến tốc độ đặt thì giảm tốc độ đặt, tiến hành hãm tái sinh do vận tốc ở thời điểm 0,6s. Khi động cơ đã ổn định ở tốc độ mới thì đảo chiểu mômen, tiến hành hãm tái sinh do mômen ở thời điểm 1s. Mô phỏng với cấu trúc DPC – DTC cho trong hình 3.53, cho ta các kết quả: Hình 3.53. Mô hình mô phỏng ghép nối DPC_DTC Hình 3.54. Dòng điện và điện áp một pha đầu vào lúc khởi động và ổn định Hình 3.55. Mômen và tốc tốc độ trong quá trình mô phỏng Hình 3.56. Điện áp và dòng điện một chiều sau chỉnh lưu Q P Hình 3.57. Công suất tác dụng và công suất phản kháng lúc hãm tái sinh Hình 3.58. Dòng điện - điện áp một pha đầu vào lúc hãm tái sinh do tốc độ và ổn định sau khi hãm tái sinh Hình 3.59. Điện áp một chiều khi tiến hành hãm tái sinh Q P Hình 3.60. Công suất tác dụng - công suất phản kháng khi mô phỏng P_ref P Hình 3.61. Công suất tác dụng đặt và giá trị thực khi mô phỏng Hình 3.62. Công suất phản kháng lúc khởi động và ổn định Nhận xét các kết quả mô phỏng: Qua các kết quả đã đạt được với mô hình biến tần chỉnh lưu PWM – động cơ không đồng bộ sử dụng thuật toán VF-DPC và DTC, cho ta một số nhận xét sau: Khi ta đặt giá trị công suất phản kháng qref = 0, dòng điện và điện áp lưới trùng pha (hình 3.54) và hệ chỉ tiêu thụ công suất tác dụng mà không tiêu thụ công suất phản kháng (hình 3.57), nghĩa là biến tần PWM chứng tỏ được ưu điểm của mình khi hoạt động với động cơ vẫn có thể đạt được hệ số cosφ = 1. Đây là ưu điểm của biến tần chỉnh lưu PWM so với các biến tần khác, mang lại một tính năng khác cho hệ truyền động biến tần – động cơ không đồng bộ. Giúp cho ta bù được một lượng cosj cho các thiết bị khác, giảm lượng công suất phải bù tại lưới điện. Trong quá trình mô phỏng thực hiện hãm tái sinh theo hai cách: bằng tốc độ đặt và bằng mômen cảm cùng chiều (khi các thiết bị nâng hạ làm việc ở chế độ hạ tải). Biến tần có khả năng trả năng lượng về lưới với dòng điện và điện áp lệch nhau đúng 1800 (hình 3.58). Nếu ta đặt giá trị của công suất phản kháng khác không, hệ không còn hoạt động với hệ số cosφ = 1 nữa, điều này biểu thị qua giá trị của công suất phản kháng Q khác không ở hình 3.63. Q P Hình 3.63. Công suất tác dụng và công suất phản kháng trong hệ với q khác không Một vấn đề nữa cần quan tâm là tỷ hệ năng lượng có thể phát trả về lưới: Trong hai trạng thái tiêu thụ công suất và hãm tái sinh, công suất phản kháng không đổi và bằng không, nhưng công suất thực đổi dấu cho thấy quá trình hãm tái sinh trả năng lượng về nguồn. Quan hệ tương đối giữa giá trị công suất lúc tiêu thụ năng lượng khoảng 5600W và lúc hãm tái sinh là 4600W (với mômen đặt MC = ±50Nm), như vậy hiệu suất phản hồi năng lượng khoảng 82%. Quá trình trên được biểu hiện ở hình 3.64. P tiêu thụ P tái sinh Q = 0 Hình 3.64. Công suất tiêu thụ và công suất hãm tái sinh Qua phân tích mô phỏng đã cho thấy ưu đặc điểm nổi bật của chỉnh lưu PWM, tuy nhiên vẫn còn một số vấn đề cần lưu ý: Dòng điện đầu vào có chứa sóng hài bậc cao, biểu hiện ở hình dáng của dòng điện không hoàn toàn là hình sin, đặc biệt là trong quá trình khởi động. Tuy nhiên, quá trình này chỉ diễn ra trong thời gian ngắn nên không gây ảnh hưởng lớn đến lưới điện. Trong quá trình hoạt động ổn định và khi hãm tái sinh tuy sóng hài bậc cao đã giảm nhưng cần được phân tích nhằm xác định có đảm bảo được tiêu chuẩn về sóng hài khi hoạt động cũng như khi biến tần phát trả năng lượng về lưới trong chế độ hạ tải của thiết bị nâng hạ. Vấn đề này sẽ được phân tích trong phần tiếp theo của luận văn. Cần xác định khoảng làm việc của hãm tái sinh, ở tốc độ nào hãm tái sinh cho năng lượng với chất lượng tốt để từ đó quyết định dải vận tốc hoạt động của hãm tái sinh. Vấn đề này sẽ được phân tích chi tiết cùng với chất lượng sóng hài trong năng lượng phản hồi. 3.5. Phân tích chất lượng của dòng năng lượng phản hồi về lưới 3.5.1. Một số tham số để đánh giá chỉnh lưu đối với lưới * Hệ số méo toàn phần THD (Total Harmonic Distortion) Bộ chỉnh lưu trong thực tế là các phần tử phi tuyến, do đó nó gây ra sóng điều hoà trong lưới điện xoay chiều. Sóng điều hoà bậc cao gây ra tổn thất phụ, gây nhiễu cho lưới điện. Nó cũng làm ảnh hưởng đến hoạt động của máy biến áp và van điện nếu công suất phụ tải đủ lớn. Vì vậy hiệp hội kỹ thuật điện châu Âu và quốc tế đưa ra chỉ tiêu độ méo cho phép trình bày trên bảng 3.2. Trong đó: THD = (3.55) Với: un là sóng điều hoà bậc n u1 là sóng điều hoà bậc 1 Bảng 3.2. Chỉ tiêu độ méo điện áp lưới Bộ biến đổi Vùng công suất Pmax [MW] Độ méo cho phép σv[p.e] Tác dụng lên lưới m Sóng điều hoà bậc cao được khảo sát max Điện áp lưới U1[KV] nmin nmax Uk= 0,05 Uk=0,1 Uk=0,15 Rất nhỏ 0,01 tới 0,25 0,04 6 5 13 40 35 30 0,38; 0,5; 0,66 12 11 13 25 20 15 Nhỏ 0,25 tới 1 0,03 6 5 13 55 50 40 6; 10; 22 12 11 13 35 25 15 Trung bình 1 tới 10 0,02 6 5 25 90 70 60 6; 10; 22; 110 12 11 25 50 35 25 Lớn trên 10 0,01 6 5 25 180 140 120 110 12 11 25 105 70 50 * Hệ số méo dòng điện lưới RF Độ méo của dòng điện lưới có thể xác định bởi hệ số méo (RF). Nó được định nghĩa như sau: RF=Giá trị hiệu dụng của dòng cơ bản/Giá trị hiệu dụng dòng điện cấp. (3.56) Cho dòng dạng sóng vuông: (3.57) Bảng 3.3. Giới hạn dòng hài theo IEEE 519-192 Bậc sóng hài Tỷ lệ < 11th 4,0% < 11th đến < 17th 2,0% < 17th đến 23th 1,5% < 23th đến 35thth 0,6% < 35th hoặc cao hơn 0,3% Tổng (THD) 5,0% * Hệ số công suất dịch chuyển DPF Dòng cơ bản lưới trong bộ chuyển đổi điều khiển 3 pha thường trễ so với điện áp cơ bản 1 góc dịch chuyển ø. hệ số công suất dịch chuyển được định nghĩa: DPF=giá trị công suất trung bình/điện áp cơ bản x dòng điện cơ bản DPF = (3.58) Vs= điện áp cơ bản và Isl là dòng điện cơ bản. * Hệ số công suất PF Hệ số công suất PF được định nghĩa PF= giá trị công suất trung bình/ điện áp cấp x dòng điện cấp (3.59) Từ công thức 3-56, 3-58, 3-59 (3.60) 3.5.2. Phân tích chất lượng của năng lượng phản hồi và một số vấn đề khác Việc phát trả năng lượng về nguồn đã được làm rõ ở phác phần trước nhưng năng lượng được phát trả về lưới như thế nào, làm việc tốt trong khoảng nào cũng như tác động của việc phát trả năng lượng đến lưới. Các vấn đề này sẽ được phân tích để có thể xác định chế độ làm việc của hãm tái sinh trả năng lượng về nguồn. * Phân tích chất lượng của năng lượng tái sinh về nguồn Dựa vào công cụ phân tích sóng hài FFT, ta phân tích được tỷ lệ của các hài bậc cao và tính hệ số méo điện áp lưới theo các kết quả sau: Hình 3.65. Hình dáng dòng điện trong quá trình khởi động Hình 3.66. Phân tích hệ số méo dòng điện trong quá trình khởi động Hình 3.67. Hình dáng dòng điện trong quá trình hoạt động ổn định Hình 3.68. Phân tích hệ số méo dòng điện trong quá trình hoạt động ổn định Hình 3.69. Hình dáng dòng điện trong quá trình hãm tái sinh do vận tốc Hình 3.70. Phân tích hệ số méo dòng điện trong quá trình hãm tái sinh do vận tốc Hình 3.71. Hình dáng dòng điện trong quá trình hãm tái sinh do mômen Hình 3.72. Phân tích hệ số méo dòng điện trong quá trình hãm tái sinh do mômen Qua các kết quả phân tích thành phần sóng hài và tổng phần trăm của các thành phần sóng hài cho ta thấy: Trong các trạng thái hãm tái sinh, trả năng lượng về nguồn hệ thống Biến tần chỉnh lưu PWM – Động cơ không đồng bộ chứa các thành phần bậc cao có tỷ lệ phần trăm nhỏ, trong đó chủ yếu là sóng hài bậc 5 và bậc 7 với tỷ lệ lớn nhất là 2,7%, đạt tiêu chuẩn về giới hạn dòng hài theo tiêu chuẩn IEEE 519 – 192. Trong quá trình hoạt động ổn định, dòng điện cũng chứa tỷ lệ các thành phần sóng hài dưới 6%, nhỏ hơn rất nhiều so với bộ biến tần chỉnh lưu điốt hoặc thyristor thông thường với tỷ lệ sóng hài dòng điện lên đến 30 - 50% biểu hiện rõ qua hình dáng nhấp nhô của dòng chỉnh lưu. Trong chế độ khởi động động cơ, dòng điện chứa nhiều thành phần sóng hài bậc cao với tỷ lệ lớn (đặc biệt là sóng hài bậc 5 và 7 với tỷ lệ 3.2% và 1,7%) dẫn đến không đạt về quy định về giới hạn sóng hài, tuy nhiên đây là quá trình quá độ ngắn, chiếm thời gian không đáng kể trong quá trình hoạt động của động cơ nên có thể bỏ qua. * Dải làm việc của chế độ nghịch lưu về nguồn Một vấn đề nữa cần quan tâm đã được đề cập đến trong quá trình khảo sát năng lượng trả về nguồn là dải vận tốc làm việc của hãm tái sinh. Về mặt công suất, việc tăng vận tốc làm việc của động cơ đòi hỏi phải hạn chế mômen của động cơ trong khi đó đặc tính mômen cản của cơ cấu nâng hạ là hằng số nên việc hạn chế mômen sẽ gây nguy hiểm cho ổn định hệ thống. Vì vậy, giới hạn trên của dải vận tốc chính là tốc độ định mức của động cơ, động cơ không làm việc ngoài vùng này. Giới hạn dưới của hãm tái sinh động cơ lại phụ thuộc vào chất lượng dòng năng lượng này phát trả về lưới, một khi dòng năng lượng không đáng kể và mang nhiều sóng hài gây ảnh hưởng lưới thì nên dừng phát trả năng lượng về lưới chuyển sang chế độ dùng điện trở dập trên cầu DC. Ta tiến hành khảo sát hãm tái sinh ở những vận tốc nhỏ như sau: Hình 3.73. Chất lượng năng lượng tái sinh ở tốc độ 1000 vòng/phút Hình 3.74. Chất lượng năng lượng tái sinh ở tốc độ 500 vòng/phút Hình 3.75. Chất lượng năng lượng tái sinh ở tốc độ 300 vòng/phút Hình 3.76. Chất lượng năng lượng tái sinh ở tốc độ 200 vòng/phút Qua các kết quả phân tích cho ta, chất lượng của năng lượng tái sinh ở dải tốc độ thấp đối với các tốc độ trên 300 vòng/phút có tổng hài (Total Harmonic Distortion – THD) luôn nhỏ hơn 24% (hình 3.73, 3.74, 3.75), đây là giá trị có thể chấp nhận được (vì các biến tần dùng chỉnh lưu điốt thông thường có THD vào khoảng 20% đến 50%). Nhưng đến tốc độ 200 vòng/phút, giá trị hài tăng lên đáng kể (THD = 48%) do lúc này dòng năng lượng tái sinh nhỏ, tỷ lệ của chúng so với các hài sinh ra do đóng cắt van bán dẫn trở nên nhỏ. Đây là vùng không nên phát trả năng lượng hãm tái sinh về lưới vì năng lượng trả vể nhỏ trong khi chất lượng rất xấu, ta nên để tiêu tán trên điện trở dập ở cầu DC. Vậy, dải làm việc của hãm tái sinh phát trả năng lượng về lưới là khoảng 300 – 1450 vòng/phút. * Ảnh hưởng của việc phát trả năng lượng đến lưới Khi phát trả năng lượng về lưới điện, điều tất nhiên là sẽ làm giảm công suất tiêu thụ tại cơ cấu nâng hạ vì thiết bị này đã bù một phần năng lượng cho thời gian nâng tải, tuy nhiên vấn đề cần xem xét là hệ số cosj của lưới như thế nào khi xung quanh thiết bị nâng hạ có một số thiết bị khác đang hoạt động. Việc năng lượng phát trả công suất tác dụng đã giúp các thiết bị xung quanh nhận một lượng công suất tác dụng làm giảm bớt một phần công suất này truyển tải đến từ lưới điện, trong khi đó các thiết bị này vẫn tiêu thụ công suất phản kháng từ lưới, điều này có nghĩa là tỷ lệ giữa công suất tác dụng và công suất phản kháng giảm xuống, và kéo theo đó là giảm hệ số công suất của lưới. Để tiến hành phân tích tác động đến lưới, ta xây dựng mạch điện có thêm một động cơ đấu rẽ nhánh trong cùng hệ thống nguồn cấp với hệ thống biến tần – động cơ không đồng bộ như hình 3.77. Hình 3.77. Cấu trúc hệ thống phân phối năng lượng dùng khảo sát hãm tái sinh Trong hệ thống trên hình 3.77, cấu trúc van chi tiết đã được gói trong khối “PWM inverter”. Ta tiến hành khảo sát năng lượng và hệ số cosj tại 3 điểm: Nhánh của hệ thống biến tần – động cơ không đồng bộ (gọi là nhánh 1). Nhánh của một động cơ khác làm việc trực tiếp với lưới điện mà không sử dụng biến tần (gọi là nhánh 2) Đường cấp nguồn cho cả động cơ làm việc thông qua biến tần và động cơ làm việc trực tiếp với lưới. Ta xây dựng khối tính toán công suất trực tiếp dựa trên công thức: (3.55) (3.56) Khối tính toán công suất trực tiếp có tín hiệu đầu vào là điện áp và dòng ba pha, cho kết quả tính toán công suất thực và công suất phản kháng, từ đó ta có thể tính được hệ số cosj trực tiếp từ các thông số của lưới điện ba pha. Cấu trúc khối tính toán P, Q và so sánh kết quả đo được với giá trị ước lượng trong mô hình DPC được cho trong hình 3.78, 3.79. Hình 3.78. Cấu trúc chi tiết khối tính toán công suất trưc tiếp Hình 3.79. Kết quả đo công suất trực tiếp và công suất ước lượng trong mô hình thuật toán DPC Ta tiến hành mô phỏng, phân tích với các điều kiện sau: Động cơ không đồng bộ tại nhánh 2 hoạt động với mômen cản bằng 180(Nm), tiêu thụ công suất thực là 29,5(kW) và tiêu thụ công suất phản kháng 32(KVAr), ta dễ dàng tính toán hệ số công suất tại nhánh 2 là = 0,67. Cho hệ thống Biến tần – động cơ không đồng bộ ở nhánh 1 hoạt động ở chế độ bình thường sau đó hãm tái sinh để khảo sát hệ số cosj tại ba điểm làm việc. Ta thay đổi giá trị qref để dịch chuyển góc lệch giữa điện áp và dòng điện để khảo sát. Giá trị qref được tính tương ứng với công suất tác dụng (phụ thuộc vào tải) để tạo ra cosj mong muốn của nhánh 1. Với cấu trúc mạch cấp điện đã nêu ở hình 3.77, ta mô phỏng thu được giá trị cosj tại các chế độ hoạt động như sau: cosj nhánh 1 cosj nhánh 2 cosj nguồn cấp Hình 3.80. Hệ số công suất tại ba điểm khảo sát với hệ số cosj = 1 cosj nhánh 1 cosj nhánh 2 cosj nguồn cấp Hình 3.81. Hệ số công suất tại ba điểm khảo sát với hệ số cosj = 0,85 cosj nhánh 1 cosj nhánh 1 cosj nguồn cấp Hình 3.82. Hệ số công suất tại ba điểm khảo sát với hệ số cosj = 0,6 Hình 3.83. Hệ số công suất tại ba điểm khảo sát với hệ số cosj = 0,4 Xét trường hợp biến tần không làm việc, thì hệ số công suất tại nguồn cấp đúng bằng hệ số công suất tại nhánh 2 mà động cơ đang hoạt động và bằng 0,67. Khi hệ thống hệ thống biến tần ở nhánh 1 cùng làm việc ở chế độ tiêu thụ năng lượng với động cơ ở nhánh 2, thì hệ số được cải thiện đáng kể. Qua kết quả mô phỏng cho ta thấy do khi nhánh 1 hoạt động tiêu thụ năng lượng với hệ số công suất cosj = 1 đã nâng cao hệ số công suất tại nguồn cấp đến 0,79 (hình 3.80). Tương tự đối với trường hợp đặt qref để có cosj = 0,85 tại nhánh 1, đã nâng hệ số công suất tại nhánh nguồn cấp từ 0,67 lên 0,71 (theo hình 3.81). Tuy nhiên, khi ta đặt qref để cosj của nhánh 1 nhỏ hơn giá trị 0,67 thì hệ số công suất tại nhánh nguồn cấp cũng giản theo và có giá trị ở khoảng giữa cosj=0,67 của nhánh 2 với giá trị của nhánh 1. Ngoài ra, với giá trị đặt cosj nhỏ dần tại nhánh 1 sẽ làm tăng dần sự dao động trong đồ thị hình 3.82, 3.83. Ngược lại với chế độ tiêu thụ công suất, chế độ hãm tái sinh phát trả năng lượng về lưới ở mọi giá trị đặt của qref đều làm cho hệ số công suất tại phía nguồn giảm xuống. Nguyên nhân là động cơ nhánh 2 đã sử dụng công suất tác dụng do động cơ nhánh 1 phát trả thông qua biến tần chỉnh lưu PWM, động cơ 2 chỉ nhận một phần công suất tác dụng từ lưới trong khi vẫn sử dụng công suất phản kháng từ lưới. Điều này dẫn đến tỷ lệ giữa công suất tác dụng và công suất phản kháng mà lưới cung cấp giảm đi làm giảm hệ số cosj tại lưới. Và khi càng giảm hệ số cosj tại nhánh 1 thì hệ số cosj tại lưới càng giảm và chất lượng càng xấu. Như vậy, việc sử dụng biến tần PWM tạo cho phép cải thiện hệ số cosj trong chế độ tiêu thụ năng lượng. Trong chế độ hãm tái sinh tuy phát trả năng lượng về lưới có chất lượng sóng hài tốt nhưng lại làm suy giảm hệ số cosj tại lưới, đòi hỏi phải bù công suất phản kháng trong hệ thống. Hệ thống phân phối năng lượng ở hình 3.77 đã cho phép ta khảo sát dễ dàng các hiện tượng xảy ra khi biến tần PWM làm việc ở cả hai chế độ. Tuy nhiên, đối với mạng lưới trong thực tế thì số phần tử trong lưới điện rất lớn, các ảnh hưởng của biến tần chỉnh lưu PWM gây ra không biến đổi nhiều như hệ thống ta xây dựng. Việc xây dựng mô hình đơn giản chỉ mang ý nghĩa khảo sát và việc thay đổi lớn cosj của lưới giúp ta dễ dàng nhận ra ảnh hưởng của biến tần PWM khi hoạt động trong lưới điện. Qua quá trình phân tích chi tiết chỉnh lưu PWM cũng như chất lượng hoạt động, hệ thống Biến tần chỉnh lưu PWM – Động cơ không đồng bộ, chương 3 đã đưa ra giải pháp để phản hồi năng lượng trong chế độ hãm tái sinh của cơ cấu nâng hạ, phân tích một số ưu nhược điểm đồng thời xác định vùng làm việc của của phương pháp này. Chương 4 XÂY DỰNG MÔ HÌNH THÍ NGHIỆM Việc xây dựng, điều khiển, phân tích đánh giá và giới hạn hoạt động của biến tần chỉnh lưu PWM ở chương 3 đã thực hiện trong chương 3 đã cho thấy các tính năng ưu việt của loại biến tần này cũng như triển vọng trong tương lai. Tuy nhiên, ta cũng cần xác định tính đắn của thuật toán điều khiển và khả năng của việc áp dụng cấu trúc chỉnh lưu van transistor dùng thuật toán điều chế độ rộng xung PWM trong thực tế. Cấu trúc được xây dựng trong thực nghiệm sử dụng card DS1103 làm bộ biều khiển với thuật toán điều khiển được biên dịch từ thuật toán đã xây dựng. Tuy nhiên, việc áp dụng trong thực tế gặp phải một số khó khăn do ta rất khó để tạo ra các điều kiện như trong quá trình mô phỏng, cũng như các thông số trên thực tế rất khó để thu thập đầy đủ, tồn tại những sai lệch mà việc hiệu chỉnh cũng khó khăn. Vì vậy việc xây dựng mô hình thí nghiệm mục đích chính là khảo sát tính đúng đắn của thuật toán với việc so sánh những đặc tính trong mô phỏng và trong thực nghiệm thu được. 4.1. Giới thiệu về card điều khiển 1103 của hãng dSPACE Hình 4.1. Card điều khiển 1103 Bộ DSP - DS1103 là sản phẩm xử lý tín hiệu số do hãng Dspace ( Đức ) sản xuất. Được tích hợp thao tác trên phần cứng (CARD DS1103), phần mềm (Control Desk và Simulink) tạo thành bộ điều khiển, tính toán tạo tốc độ cao trong mô phỏng thời gian thực và thao tác trực tiếp hệ thống. Trong thực tế, DSP 1103 được ứng dụng nhiều trong các lĩnh vực: Robot Điều khiển động cơ truyền động Điều khiển các cấu trúc mềm Hình 4.2. Các thành phần liên kết trong mô hình thực nghiệm Quá trình thao tác điều khiển là sự liên thông giữa các khối phần cứng và phần mềm và có sự luân chuyển các tham số giữa các khối này với sự phân định rõ ràng các nhiệm vụ : Simulink : Thiết kế thuật toán điều khiển Control Desk : Mô phỏng, quan sát , điều khiển các tham số tác động Card DS1103 : Giao tiếp , đo các tín hiệu tương tác giứa PC và bộ biến đổi Các thông số kỹ thuật chính: Vi xử lý Power PC Processor PPC 604e Bộ nhớ 2Mbyte bộ nhớ SRAM 128 Mbyte bộ nhớ SDRAM Timer 32 bit đếm ngược với độ phân giải 30 ns 32 bit đếm thuận với độ phân giải 60 ns Bộ điều khiển ngắt 32 ngắt trong, 4 ngắt ngoài ADCs 4x16-bit ADC kiểu dồn kênh Dải đầu vào: ±10 V Thời gian chuyển đổi: 4 ns ±5 mV offset error ±0.25% sai số khuếch đại ADCs 4x12-bit ADC Dải đầu vào: ±10 V Thời gian chuyển đổi: 800 ns ±5 mV offset error ±0.5% sai số khuếch đại DACs 8x14-bit DAC Dải đầu vào: ±10 V 5 ns settling time (12bit) ±1 mV offset error ±0.5% sai số khuếch đại Imax = ±5mA 1 Encoder tương tự kiểu dãy xung Encoder Có thể chọn chế độ 1 Vpp hay 11 mApp Độ phân giải < 5º Tần số đếm lớn nhất: 2.4 MHz (ứng với loại có pha đối xứng), i.e. 600 000 xung encoder/s Bộ đếm vị trí có thể lên tới 32-bit 5 V/1 A điện áp nguồn cung cấp cho cảm biến ADC performance 6 bits, 10MSPS 6 Encoder số kiểu dãy xung Có thể chọn đầu vào TTL hay kiểu RS442 Tần số cực đại: 6.6 MHz Bộ đếm vị trí lớn nhất: 24-bit 5 V/1 A điện áp nguồn cung cấp cho cảm biến Các đầu vào/ra số 32-bit vào/ra song song Chia thành 4 nhóm, mỗi nhóm 8 bit (vào/ra) Ioutmax = ±8mA Mức vào/ra kiểu TTL CAN Microcontroller-based CAN Subsystem với ISO 11898 integrated net-transceiver 1 Mbaud V24 TL16C550 UART với FIFO RS232 / RS422 có thể chọn tốc độ lớn nhất là 1 Mbaud Slave DSP Texas Instruments TMS320F240 DSP 20 MHz tần số xung nhịp 64Kx16 bộ nhớ mã ngoài 28Kx16 bộ nhớ dữ liệu ngoài 4Kx16 bộ nhớ cổng kép cho truyền thông 16 đầu vào ADC 12 đầu ra PWM 4 đầu vào Capture 2 cổng nối tiếp Mức vào/ra TTL cho tất cả chân vào/ra số Dòng điện vào/ra cực đại: xem chi tiết trong phần bố trí chân vào/ra Dải đầu vào cho ADC: 0 … 5V Host interface 8 cổng vào/ra số 16 bit trong 64K không gian vào/ra chính Các ngắt: processor/host và host/processor Plug-and-Play support Nguồn cung cấp +5V ±5 %, 6A +12V ±5 %, 0.75A –12V ±5 %, 0.25A 4.2. Quá trình xây dựng mô hình thực nghiệm 4.2.1. Xây dựng phần cứng a) Xây dựng mạch đóng cắt cho toàn bộ phần lực Đây là quá trình xây dựng mô hình thực nghiệm nên cần có cả những bảo vệ và đóng cắt như trong các biến tần thông thường và cả những đóng cắt nhằm bảo vệ trong quá trình thử nghiệm xuất hiện các lỗi ngoài dự kiến. Công việc xây dựng mạch đóng cắt cho phần lực bao gồm: Xây dựng mạch đóng cắt nguồn cấp cho toàn bộ hệ thống bằng đóng cắt qua khởi động từ. Tụ điện phía DC link được nạp qua các điện trở để tránh quá dòng gây cháy van trong quá trình nạp tụ. Mạch điện được thiết kế nhằm giảm thiểu nguy cơ quên đóng điện trở nạp tụ. Ngoài ra mạch đóng cắt còn có một số đèn hiển thị báo điện đã sẵn sàng và các cầu chì cũng như áptômát nhằm bảo vệ sự cố. U V W N Át tổng K1 K1 K1 K2 K2 K2 F1 F2 F3 R1 R2 R3 L1 L2 L3 K1 K1 K2 K2 Át nạp tụ dừng nạp tụ dừng chạy dừng khẩn cấp cho biến tần Hình 4.3. Sơ đồ đóng cắt cho phần lực b) Xây dựng phần van đóng cắt cho bộ chỉnh lưu và nghịch lưu Như đã trình bày ở trên, cấu trúc bộ chỉnh lưu và nghịch lưu là giống nhau nên cấu trúc phần lực xây dựng trên cơ sở là hai bộ cầu IGBT 6 van được tích hợp sẵn (module Bus623 của hãng Baumuller) với đầy đủ các thiết bị bảo vệ bên trong được nối với nhau bằng DC bus. Việc sử dụng hai bộ cầu IGBT được tích hợp sẵn các thiết bị bảo vệ van nhằm mục đích tăng độ tin cậy cho phần lực và giảm chi phí phát sinh trong quá trình thử nghiệm do van hỏng. Hình 4.4. Module IGBT đóng cắt của phần chỉnh lưu và nghịch lưu c) Thiết kế mạch giao tiếp giữa DSP và phần van đóng cắt Bộ cầu IGBT được sử dụng để làm thiết bị đóng cắt có sẵn các đường tín hiệu đo áp, dòng và đường nhận tín hiệu điều khiển các van trong nó. Và sau đây là chức năng từng chân đưa ra của mỗi bộ van và sơ đồ nguyên lý mạch giao tiếp. Tín hiệu chân Mô tả Tín hiệu Chân Mô tả IC_L a1 Dòng pha C, chân - KTL c1 Nhận dạng mạch lực bằng analog IC_H a2 Dòng pha C, chân + IB_L c2 Dòng pha B, chân - IA_L a3 Dòng pha A, chân - IB_H c3 Dòng pha B, chân + IA_H a4 Dòng pha A, chân + IZK_H c4 Dòng một chiều/dòng tụ, chân + -15V a5 Nguồn -15V c5 Nguồn BSA a6 Mass của Analog IZK_L c6 Dòng một chiều/dòng tụ, chân - +15V a7 Nguồn +15V c7 Nguồn +8V a8 Nguồn +8V c8 Nguồn +5V a9 Nguồn +5V c9 Nguồn +5V a10 Nguồn +5V c10 Nguồn M5V a11 Mass của digital M5V c11 Mass của digital M5V a12 Mass của digital M5V c12 Mass của digital LT_DOUT a13 Chân nhận dạng, data out FZK c13 Tần số tỷ lệ điện áp một chiều LT_DIN a14 Chân nhận dạng, data in c14 NC a15 NC LT_RESET c15 Reset tín hiệu lỗi mạch lực a16 NC BBLT c16 Phần lực sẵn sàng a17 NC IF c17 Cho phép xung điều chế a18 NC c18 NC SCP a19 PWM van C+ SCN c19 PWM van C- a20 NC c20 NC a21 NC c21 NC SBP a22 PWM van B+ SBN c22 PWM van B- a23 NC c23 NC a24 NC c24 NC SAP a25 PWM van A+ SAN c25 PWM van A- a26 NC c26 NC FAC_G a27 Lỗi nguồn nuôi phụ ( lưu nhớ*) SRAUS_G c27 Rơle an toàn đã ngắt (lưu nhớ) IERD_G a28 Chạm đất (lưu nhớ) IMAX_G c28 Quá dòng GA_G a29 Lỗi Uce (lưu nhớ), lỗi khi van ko mở FUZK_G c29 Mass của đo điện áp một chiều (tần số) LT_SEL a30 Chân CS của EEPROM nhận dạng BBGE c30 Sẵn sàng vận hành, cụm chính LT_CLKIN a31 Chân CLK của EEPROM nhận dạng c31 NC TL1 a32 Nhiệt điện trở, chân 1 TL2 c32 Nhiệt điện trở, chân 2 *) Các lỗi được lưu giữ ngay cả khi đã cắt nguồn, cần reset mạch mới hoạt động trở lại. d) Nối cáp và quấn cuộn cảm đầu vào Cuộn cảm lọc đầu vào được tính theo công thức: L< trong đó Udc chọn là 600V, Em = , w = 100p và iLD = 14A. Lúc đó L<0,004H. Chọn giá trị cuộn cảm đầu vào là 3,5mH. Do điều kiện không có được lõi ferit của các hãng để có thể có được giá trị cảm kháng chính xác theo catalog nhưng ta vẫn có thể có được giá trị cảm kháng chính xác với các lõi ferit bán sẵn trên thị trường Việt Nam nhờ thiết bị đo cảm kháng cầm tay của Trung tâm Nghiên cứu Triển khai Công nghệ cao. Tuy nhiên giá trị này phải dò tức là quấn và đo cho đến khi nào giá trị cảm kháng đạt yêu cầu thì dừng. Cáp tín hiệu nối từ DSP đến mạch giao tiếp sử dụng cáp đồng trục với vỏ chống nhiễu. Hình 4.5. Cuộn cảm và cáp đồng trục dùng cho đầu vào biến tần Hình 4.6. Mô hình thực nghiệm 4.2.2. Xây dựng phần mềm Hình 4.7. Các khối vào/ra kết nối thuật toán trong Simulink với mô hình a) Viết chương trình bằng ngôn ngữ lập trình C Các thuật toán điều khiển được lập trình bằng ngôn ngữ lập trình C. Các chương trình này mang thuật toán điều khiển toàn bộ hệ thống. b) Chuyển sang dạng file DLL Để DSP có thể hiểu được chương trình C cần chuyển sang dạng file kiểu DLL c) Down load chương trình Sau khi có các file dạng DLL thì tiến hành down load chương trình xuống DSP 1103 và chuẩn bị chạy thử d) Xây dựng giao diện DSP 1103 hỗ trợ phần mềm Control Desk để tạo giao diện hiển thị. Nhờ phần mềm này mà ta có thể theo dõi toàn bộ các tín hiệu vào ra các các tham số điều khiển. Giao diện được thiết kế như sau: Hình 4.8. Giao diện theo dõi các tín hiệu và tham số e) Chạy thử nghiệm và chỉnh định Sau khi có phần cứng, thuật toán điều khiển và giao diện tiến hành chạy thử nghiệm và chỉnh định, thu thập các kết quả nhằm kiểm chứng thuật toán mô phỏng trong thực tế. Các kết quả đạt được trong thực nghiệm đã chứng minh tính đúng đắn của thuật toán mô phỏng và mô hình mô phỏng, được so sánh tương ứng giữa giá trị trong mô phỏng và giá trị thực nghiệm, trình bày ở phần ngay sau đây. 4.2.3. Các kết quả đạt được Hình 4.9. Dòng áp đầu vào khi mô phỏng và trong thực tế Hình 4.10. Dòng điện lưới khi mô phỏng và trong thực tế Hình 4.11. Điện áp một chiều sau chỉnh lưu tích cực khi mô phỏng và trong thực tế Hình 4.13. Điện áp một chiều sau chỉnh lưu lúc tăng tốc độ khi mô phỏng và trong thực tế Hình 4.14. Điện áp một chiều sau chỉnh lưu lúc hãm tái sinh do giảm tốc độ khi mô phỏng và trong thực tế Hình 4.15. Dòng điện stator khi mô phỏng và trong thực tế KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ Kết luận Các kết quả thực tế cho thấy rằng mô hình biến tần chỉnh lưu PWM – động cơ không đồng bộ đã đạt được các tiêu chí nêu ở trên là: Cos j bằng 1: Điều này được chứng minh bằng kết quả thực tế là dòng áp lưới trùng pha nhau. Dòng điện lưới hình sin, sóng điều hoà bậc cao là không đáng kể. Điện áp một chiều sau chỉnh lưu cao hơn điện áp chỉnh lưu tự nhiên và điều này rất có ý nghĩa về cấp điện áp, nó cho phép điện áp đầu ra cao bằng điện áp đầu vào mà không cần biến áp đầu ra hay biến áp xung để nâng áp cấp cho động cơ trong trường hợp điện áp lưới bị suy giảm. Thay đổi tốc độ đơn giản và êm. Hệ thống biến tần – động cơ không đồng bộ đã cho phép phản hồi năng lượng về lưới trong chế độ hãm tái sinh như yêu cầu đặt ra với chất lượng tốt. Ta có thể kết luận là mô hình đã đạt yêu cầu về mặt công nghệ Kiến nghị Biến tần chỉnh lưu PWM hoạt động tốt, mang nhiều ưu điểm cần được áp dụng trong thực tế đối với các hệ thống truyền động nói chung và trong các cơ cấu nâng hạ nói riêng nhằm nâng cao chất lượng điều khiển, giảm thiểu ảnh hưởng sóng hài đối với lưới điện và tận dụng năng lượng hãm tái sinh, nâng cao hiệu suất của hệ thống Tuy nhiên biến tần cũng như bất kỳ bất kỳ giải pháp công nghệ nào khác đều có những nhược điểm và các nhược điểm của biến tần chỉnh lưu tích cực là: Giá thành cao do đòi hỏi toàn bộ các van chỉnh lưu là van điều khiển hoàn toàn. Đòi hỏi phải phát triển công nghệ chế tạo van bán dẫn và hạ thấp giá thành để nhanh chóng phát triển các hệ thống có tính năng ưu việt mới . Điện áp một chiều cao nên kèm theo nó là cấp cách điện và giá trị điện áp của tụ lọc cao làm tăng chi phí chế tạo, gây khó khăn khi áp dụng biến tần chỉnh lưu PWM Phụ thuộc nhiều vào lưới do điều khiển bám theo điện áp lưới, đặc biệt khi điện áp lưới chứa nhiều sóng hài sẽ dẫn đến việc tính toán sai làm giảm chất lượng điều khiển. Cần có thuật toán linh hoạt dự đoán nhằm hiệu chỉnh giá trị đọc vào để có thể đạt chất lượng tốt trong điều khiển. TÀI LIỆU THAM KHẢO 1. Bùi Quốc Khánh, NguyễnVăn Liễn, Phạm Quốc Hải, Dương Văn Nghi (2002), Tự động điều chỉnh truyền động điện, NXB Khoa học và Kỹ thuật, Hà Nội 2. Bùi Quốc Khánh, NguyễnVăn Liễn, Nguyễn Thị Hiền (1996), Truyền động điện, NXB Khoa học và Kỹ thuật, Hà Nội 3. Nguyễn Phùng Quang (1998), Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều ba pha, NXB Giáo dục, Hà Nội. 4. Nguyễn Văn Sáu (2006), Máy điện, NXB Khoa học và Kỹ thuật, Hà Nội 5. Tuyển tập công trình khoa học-Phân ban Điện, Hội nghị khoa học lần thứ 20, Đại học Bách khoa Hà Nội, (2006), Nghiên cứu mô hình điều khiển biến tần chỉnh lưu tích cực động cơ không đồng bộ, Hà Nội 6. Tuyển tập công trình khoa học-Phân ban Điện, Hội nghị khoa học lần thứ 20, Đại học Bách khoa Hà Nội, (2006), Điều khiển số bộ chuyển đổi xoay chiều ba pha điều chế độ rộng xung và bộ lọc chủ động, Hà Nội 7. ABB Technical Guide của hãng ABB với các tập 01 : Direct Torque Control, 02 : EU Council Directives and Adjustable Speed Electrical Power Drive Systems, 03 : EMC Compliant Installation and Configuration for a Power Drive System, 04 : Guide to Variable Speed Dives 06 : Guide to Harmonic with AC Drives 08 : Electrical Braking 8. Mariusz Malinowski (2001), Sensorless Control Strategies for Three Phase PWM Rectifiers, Warsaw, Poland 9. P. Barrass, M. Cade (1999), PWM rectifier using indirect voltage sensing, Proc.IEE-Elect. Power Applicat., vol. 146, no 5, pp 539-544. 10. dSPACE (2004), dSPACE 1103 User manual version 4.1 11. The Mathworks, Simulink-Dynamic System Simulation for Matlab, Help file in Matlab7.01 R14. 12. Plexim GmbH, PLECS - Piece-wise Linear Electrical Circuit Simulation for Simulink, User Manual, ver 1.2