Luận văn Nghiên cứu hệ truyền động điện biến tần - Động cơ xoay chiều sử dụng biến tần 4 góc phần tư

Nguyên Từ đó có thể thấy, lấy sức từ động quay sinh ra nhƣ nhau làm chuẩn, bộ ba cuộn dây xoay chiều ba pha trên hình 3.5a, bộ hai cuộn dây giao nhau trên hình 3.5b và bộ hai cuộn dây một chiều quay trên hình 3.5c tƣơng đƣơng với nhau, hay nói cách khác iA, iB, iC trong hệ tọa độ ba pha, i, i trong hệ tọa độ hai pha, và dòng điện một chiều iM, iT trong hệ tọa độ hai pha quay là tƣơng đƣơng nhau, chúng đều có thể tạo ra sức từ động quay nhƣ nhau. Một điều lý thú là xem xét hai cuộn dây M, T trên hình 3.5c, khi ngƣời quan sát đứng trên mặt đất, chúng là nhóm cuộn dây một chiều quay tƣơng đƣơng với bộ cuộn dây xoay chiều 3 pha, nếu ngƣời quan sát đứng trên lõi sắt từ quay, chúng là mô hình động cơ điện một chiều tƣơng đƣơng với bộ cuộn dây 3 pha xoay chiều. Vấn đề đặt ra là cần phải tìm đƣợc mối quan hệ chính xác giữa iA, iB, iC với i, i và iM, iT, đó là nhiệm vụ của phép chuyển đổi tọa độ. 3.1.2.2. Ma trận chuyển đổi tọa độ trong điều kiện công suất bất biến Vector điện áp và dòng điện của hệ thống trong một hệ tọa độ nào đó lần lƣợt là u và i, ở hệ tọa độ mới, vector điện áp và dòng điện trở thành u’ và i’, giả thiết: 1 2 n u u u u              , 1 2 n i i i i              (3.24) và khi chuyển sang một hệ tọa độ khác : 1 2 n u u u u               , 1 2 n i i i i               (3.25) Định nghĩa quan hệ chuyển đổi tọa độ vector mới và vector ban đầu là: u=Cuu’ (3.26) và i=Cii’ (3.27) 73 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên trong đó Cu, Ci lần lƣợt là ma trận chuyển đổi của điện áp và dòng điện. Giả thiết công suất trƣớc và sau khi chuyển đổi là bất biến, thì: p = u1i1 + u2i2 + ... + unin = u T i = u’1i’1 + u’2i’2 + ... + u’ni’n = u’ Ti’ (3.28) Thay biểu thức (3.27),(3.28) vào biểu thức (3.29): i T u = (Cii’) T Cuu’ = i’ T Ci T Cuu’= i’ Tu’ do đó: Ci T Cu = I (3.29) trong đó I là ma trận đơn vị. Biểu thức (3.29) là quan hệ ma trận chuyển đổi ở điều kiện công suất bất biến. Nói chung, để làm cho ký hiệu của ma trận đơn giản dễ nhớ, đƣa ma trận chuyển đổi điện áp và dòng điện về cùng một ma trận, nghĩa là: Cu = Ci = C (3.30) thì biểu thức (3.29) trở thành: CT C= I hoặc: CT = C-1 (3.31) Từ đó có thể rút ra kết luận nhƣ sau: ở điều kiện công suất trƣớc và sau chuyển đổi không thay đổi, điện áp và dòng điện lấy cùng ma trận chuyển đổi, nghịch đảo của ma trận chuyển đổi tƣơng đƣơng với ma trận chuyển vị nó, phép chuyển đổi vị trí tọa độ nhƣ vậy đƣợc gọi là phép biến đổi trực giao. 3.1.2.3. Phép chuyển đổi 3 pha/2 pha (phép chuyển đổi 3/2) Bây giờ trƣớc tiên hãy khảo sát kiểu thứ nhất của phép biến đổi tọa độ - phép chuyển đổi ở hệ tọa độ cố định 3 pha A, B, C sang hệ tọa độ cố định 2 pha , , gọi tắt là phép chuyển đổi 3/2. Giả thiết phép chuyển đổi này tuân theo điều kiện ràng buộc công suất bất biến đã trình bày ở trên. Trong hình 3.6 biểu diễn hai hệ tọa độ A, B, C và , ; để tiện lợi, cho trục  trùng với trục A. Giả thiết số vòng dây có ích quấn trên cuộn dây mỗi pha của hệ 74 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên thống 3 pha là N3, số vòng dây có ích quấn trên cuộn dây mỗi pha của hệ thống 2 pha là N2, sức từ động (s.t.đ.) của các pha đều là tích số giữa số vòng dây quấn có ích và cƣờng độ dòng điện tức thời trên đó, vector không gian của nó đều nằm trên trục tọa độ của pha liên quan. Độ lớn của s.t.đ. do dòng điện xoay chiều sinh ra thay đổi theo thời gian, trong hình độ dài của vector s.t.đ. đƣợc vẽ tuỳ ý. Giả thiết đồ thị sức từ động là hình sin, khi sức từ động tổng 3 pha bằng sức từ động tổng 2 pha, hình chiếu sức từ động tức thời của hai bộ cuộn dây trên hai trục ,  là bằng nhau, suy ra: N2i = N3iA - N3iBcos 60 0 - N3iCcos60 0 = N3 A B C 1 1 (i i i ) 2 2   N2i = N2iBsin 60 0 - N2iCsin60 0 = 3 B C 3 N (i i ) 2  Để tiện cho phép biến đổi ngƣợc, tốt nhất là đƣa ma trận chuyển đổi về ma trận vuông. Muốn thế, trên hệ thống 2 pha cần gán thêm số hạng sức từ động trục 0 là N2i0 với định nghĩa là: N2i0= KN3(iA + iB + iC) Hợp 3 công thức trên làm một, viết thành dạng ma trận, sẽ đƣợc : A A 3 B 3/ 2 B 2 0 C C 1 1 1 2 2 i i i N 3 3 i 0 i C i N 2 2 i i i K K K                                               (3.32) N3iA  A N2i  N2i B N3iB N3iC C 600 600 Hình 3.6: Vị trí vector không gian của hệ toạ độ 3 pha và 2 pha cùng với sức từ động cuộn dây 75 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên trong đó: 3 3/ 2 2 1 1 1 2 2 N 3 3 C 0 N 2 2 K K K                    (3.33) là ma trận chuyển đổi từ hệ tọa độ 3 pha sang hệ tọa độ 2 pha. Khi thoả mãn điều kiện công suất bất biến, cần có: 1 T 3 3/ 2 3/ 2 2 1 0 K N 1 3 C C K N 2 2 1 3 K 2 2                      (3.34) Rõ ràng là, tích của hai ma trận ở công thức (3.34) và (3.35) là ma trận đơn vị: 1 23 3/ 2 3/ 2 2 1 1 1 1 0 K2 2 N 3 3 1 3 C C ( ) 0 K N 2 2 2 2 K K K 1 3 K 2 2                                      2 3 2 2 3 0 0 2 N 3 0 0 N 2 0 0 3K                       2 3 2 2 1 0 0 3 N 0 1 0 I 2 N 0 0 2K                Vì vậy: 2 3 2 3 N 1 2 N       , thì 3 2 N 2 N 3  (3.35) 76 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên và: 22K 1 , thì 1 K 2  (3.36) Đây chính là quan hệ tham số thỏa mãn điều kiện công suất bất biến. Thay chúng vào công thức (3.33) sẽ đƣợc ma trận chuyển đổi 3 pha / 2 pha: 3/ 2 1 1 1 2 2 2 3 3 C 0 3 2 2 1 1 1 2 2 2                    (3.37) Ngƣợc lại, nếu chuyển đổi từ hệ tọa độ 2 pha sang hệ tọa độ 3 pha (hay gọi tắt là chuyển đổi 2/3), có thể tìm ra ma trận chuyển đổi bằng cách lấy nghịch đảo của ma trận C3/2, áp dụng tính chất đƣợc mô tả bởi công thức (3.31), sẽ đƣợc: 1 2 / 3 3/ 2 1 1 0 2 2 1 3 1 C C 3 2 2 2 1 3 1 2 2 2                        (3.38) Dựa vào điều kiện đã sử dụng, ma trận chuyển đổi dòng điện theo công thức (3.37) và (3.38) trên thực tế chính là ma trận chuyển đổi điện áp, đồng thời còn có thể chứng minh, chúng cũng là ma trận chuyển đổi từ thông. Thông qua tính toán có thể kiểm nghiệm: trị số có ích của điện áp và dòng điện 2 pha sau khi chuyển đổi đều bằng 3 2 lần trị số có ích của điện áp và dòng điện 3 pha, vì vậy, công suất mỗi pha tăng lên 3 2 lần công suất mỗi pha của bộ cuộn dây 3 pha, nhƣng số pha từ ban đầu là 3 đã biến thành 2, do đó, tổng công suất không thay đổi. 77 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Ngoài ra cần chú ý, số vòng dây quấn mỗi pha của 2 pha sau khi chuyển đổi phải bằng 3 2 số vòng quấn mỗi pha của 3 pha ban đầu. Trong động cơ thực tế không có dòng điện trục 0, vì vậy: A B C 1 1 i1 i 2 2 2 i i 3 3 3 0 i 2 2                        (3.39) A B C 1 0 i i2 1 3 i i3 2 2 i 1 3 2 2                                   (3.40) Nếu bộ cuộn dây 3 pha nối hình Y không có dây trung tính, khi đó: iA + iB + iC = 0, hoặc: iC = - iA - iB (3.41) Thay biểu thức (3.41) vào biểu thức (3.39) và (3.40) và biến đổi ta đƣợc: A B 3 0 i i2 i i1 2 2                         (3.42) A B 3 0 ii 2 ii 1 1 6 2                        (3.43) Công thức chuyển đổi điện áp và từ thông đều có dạng tƣơng tự nhƣ công thức chuyển đổi dòng điện. 3.1.2.4. Phép chuyển đổi quay 2 pha / 2 pha 78 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Phép chuyển đổi giữa hệ tọa độ cố định 2 pha ,  và hệ tọa độ quay 2 pha d, q trong hình 3.5b và 3.5c gọi là phép biến đổi quay 2 pha/2 pha, và gọi tắt là phép chuyển đối 2s /2r, trong đó s biểu thị đứng yên, r biểu thị quay. Vẽ hai hệ tọa độ vào một hình nhƣ hình 3.7, trong đó hai dòng điện một chiều i, i lần lƣợt nằm trên trục hoành và trục tung của hệ tọa độ cố định, còn hai dòng điện một chiều id, iq lần lƣợt nằm trên trục hoành và trục tung của hệ tọa độ quay, tạo ra sức từ động tổng hợp F1 cùng quay với tốc độ góc đồng bộ 1. Bởi vì số vòng quấn của các cuộn dây bằng nhau, có thể bỏ số vòng dây quấn trong biểu thức sức từ động, mà trực tiếp ghi là dòng điện, ví dụ F1 có thể trực tiếp ghi thành i1, nhƣng cần chú ý, ở đây vector i1 và các thành phần của nó, trên thực tế biểu thị vector sức từ động không gian, chứ không phải vector thời gian của dòng điện. Trong hình 3.7, nếu giả thiết trục d, trục q và vector i1 đều quay với tốc độ góc 1, thì độ dài của các thành phần id, iq là không thay đổi, tƣơng đƣơng với sức từ động một chiều của các cuộn dây d, q. Nhƣng trục  và trục  đứng yên, còn góc  giữa trục  và trục d lại biến đổi theo thời gian, vì thế độ dài thành phần i và i của i1 trên trục ,  cũng thay đổi theo thời gian, tƣơng đƣơng với trị số tức thời của sức từ động dòng điện nhóm cuộn dây , . Từ hình vẽ có thể thấy, giữa i, i và id, iq tồn tại quan hệ sau đây: i = idcos - iqsin i = idsin + iqcos Viết dƣới dạng ma trận sẽ là: d d 2r / 2s q q i ii cos sin C i ii sin cos                            (3.44) Hình 3.7: Hệ toạ độ cố định và hệ toạ độ quay 2 pha và vector không gian sức từ động q i1 (F1) idcos  i i  iMsin id iq i1cos iqsin 1p d 79 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên trong đó: 2r / 2s cos sin C sin cos          (3.45) là ma trận chuyển đổi từ hệ tọa độ quay 2 pha thành hệ tọa độ cố định 2 pha. Nhân hai vế của công thức (3.44) với ma trận nghịch đảo của ma trận chuyển đổi, ta đƣợc: 1d q i i icos sin cos sin i i isin cos sin cos                                         (3.46) thì ma trận chuyển đổi hệ tọa độ cố định 2 pha sang hệ tọa độ quay 2 pha là: 2s / 2r cos sin C sin cos          (3.47) 3.1.2.5. Phép chuyển đổi từ hệ tọa độ cố định 3 pha sang hệ tọa độ quay 2 pha (phép chuyển đổi 3s/2r) Muốn từ hệ tọa độ cố định 3 pha A, B, C chuyển đổi sang hệ tọa độ quay dq0 với tốc độ quay tuỳ ý, trong đó “0” là do trục 0 giả định để tạo thành ma trận vuông mà có (hệ tọa độ d, q khi quay với tốc độ góc đồng bộ 1 thƣờng đƣợc gọi là hệ tọa độ M,T), trƣớc tiên đƣa hệ tọa độ ABC chuyển sang hệ tọa độ 0 cố định (lấy trục  trùng với trục A), sau đó lại từ hệ tọa độ 0 biến đổi sang hệ tọa độ dq0. Khi đặt góc giữa trục d và trục  là 1 (), nhận đƣợc: d 1 1 q 1 1 0 0 i cos sin 0 i i sin cos 0 i i 0 0 1 i                               Dựa vào biểu thức (3.37) có thể viết: 80 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên A A 3/ 2 B B 0 C C 1 1 1 2 2 i i i 2 3 3 i C i 0 i 3 2 2 i i i 1 1 1 2 2 2                                               Hợp hai công thức trên vào một, có thể nhận đƣợc ma trận chuyển đổi hệ tọa độ 3 pha ABC sang hệ tọa độ quay dq0 hai pha là: 1 1 3s / 2r 1 1 1 1 1 2 2 cos sin 0 2 3 3 C sin cos 0 0 3 2 2 0 0 1 1 1 1 2 2 2                                    0 0 1 1 1 0 0 1 1 1 cos cos 120 cos 120 2 sin sin 120 sin 120 3 1 1 1 2 2 2                            (3.48) Ma trận chuyển đổi ngƣợc (từ 2 pha quay sang 3 cố định) của nó là:         1 1 1 T 0 0 2r / 3s 3s / 2r 3s / 2r 1 1 0 0 1 1 1 cos sin 2 2 1 C C C cos 120 sin 120 3 2 1 cos 120 sin 120 2                                (3.49) Công thức (3.48) và (3.49) đều đƣợc dùng để biến đổi điện áp và từ thông. 81 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 3.1.3. Mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên hệ tọa độ quay 2 pha bất kỳ Phần trên đã chỉ ra, mô hình toán học của động cơ không đồng bộ khá phức tạp, muốn thông qua phép biến đổi tọa độ làm cho nó đơn giản đi. Mô hình toán học theo công thức (3.23) đƣợc xây dựng trên hệ tọa độ ABC cố định 3 pha. Bây giờ hãy chuyển đổi hệ tọa độ này sang hệ tọa độ quay 2 pha tuỳ ý, tức là sang hệ tọa độ dq0. Nhƣ thế mô hình toán học nhận đƣợc chỉ có 2 pha, đơn giản hơn so với mô hình ban đầu. Khi tiến hành chuyển đổi tọa độ, cần phải chuyển điện áp, dòng điện, từ thông của stator và rotor sang hệ tọa độ dq0, các chỉ số 1 dùng cho stator, còn chỉ số 2 dùng cho rotor. Áp dụng các công thức chuyển 3 pha cố định sang hai pha quay để thực hiên chuyển đổi các đại lƣợng đối với bộ cuộn dây stator. Một cách tƣơng tự cũng có thể chuyển đổi các đại lƣợng trên bộ cuộn dây rotor sang hệ 2 pha quay với một chú ý nhỏ là khi tính đổi các đại lƣợng ta chỉ quan tâm đến góc lệch giữa các trục chuẩn của hai hệ tọa độ, nhƣ vậy thay cho góc 1 trong các công thức tính đổi điện áp, dòng điện, từ thông từ hệ 3 pha cố định (bộ cuộn dây stator) bằng góc 2 (góc lệch giữa trục d của hệ tọa độ quay và trục cuộn dây rotor pha A), ta sẽ thu đƣợc các công thức chuyển đổi từ hệ 3 pha quay (rotor) sang hệ tọa độ 2 pha quay dq. Thực hiện một số biến đổi đơn giản thu đƣợc mô hình toán học động không đồng bộ 3 pha trên hệ tọa độ quay dq: d1 d11 s 11 s m 11 m q1 q111 s 1 s 11 m m d2 d2m 12 m 2 r 12 r q2 q212 m m 12 r 2 r u iR L p L L p L u iL R L p L L p u iL p L R L p L u iL L p L R L p                                          (3.50) đt p m q1 d2 d1 q2 c p J d M n L (i i i i ) M n dt      (3.51) 82 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên mà: d dt   (3.52) và:  = 11 - 12 Tập hợp các công thức (3.50), (3.51), (3.52) là mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên hệ tọa độ dq, rõ ràng nó đã đơn giản hơn rất nhiều so với mô hình toán học trên hệ tọa độ 3 pha ABC, hơn nữa số hàng cũng đã giảm xuống. Tuy vậy số biến số, tính chất phi tuyến và ràng buộc vẫn chƣa thay đổi. Phương trình từ thông trên hệ tọa độ quay dq: d1 d1s m q1 q1s m d2 d2m r q2 q2m r iL 0 L 0 i0 L 0 L iL 0 L 0 i0 L 0 L                                    (3.53) 3.1.4. Mô hình toán học động cơ điện không đồng bộ trên hệ tọa độ cố định 2 pha Mô hình toán học trên hệ tọa độ cố định ,  là một trƣờng hợp đặc biệt của mô hình toán học trên hệ tọa độ quay d, q tuỳ ý, chỉ cần trong mô hình tọa độ quay, đặt 1=0, p1=11=0 là đƣợc. Lúc này p = , tức là tốc độ góc của rotor động cơ, còn 12 = p2 = p(1 - ) = -p = -, tọa độ d, q biến thành tọa độ , . Mô hình toán học động trên hệ tọa độ 2 pha cố định có dạng: 1 11 s m 1 11 s m 2 2m m 2 r r 2 2m m r 2 r u iR L p 0 L p 0 u i0 R L p 0 L p u iL p L R L p L u iL L p L R L p                                             (3.54) Mđt = npLm( i1i1 - i2i2) (3.55) Công thức (3.54) và (3.55), bổ sung thêm phƣơng trình chuyển động nhƣ ở phần trƣớc và biểu thức vi phân góc quay sẽ trở thành mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên hệ tọa độ  . 83 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 3.1.5. Mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha Khi tốc độ góc của hệ tọa độ quay bằng tốc độ gó từ trƣờng quay thì các đại lƣợng dòng áp trên hệ tọa độ quay trở thành đại lƣợng một chiều, hệ tọa độ này đƣợc gọi là hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha, khi đó 11=1, còn tốc độ của rotor là tốc độ góc 12=1- = s, là tốc độ quay tƣơng đối giữa hệ trục dq so với rotor, tức là tốc độ trƣợt. Thay vào công thức (3.50) và (3.51), sẽ đƣợc mô hình toán học trên hệ tọa độ quay đồng bộ: d1 d11 s 1 s m 1 m q1 q11 s 1 s 1 m m d2 d2m s m 2 r s r q2 q2s m m s r 2 r u iR L p L L p L u iL R L p L L p u iL p L R L p L u iL L p L R L p                                          (3.56) đt p m q1 d2 d1 q2 c p J d M n L (i i i i ) M n dt      (3.57) Phƣơng trình chuyển động và công thức vi phân góc quay đều không thay đổi. Ƣu điểm nổi bật của hệ tọa độ này là: khi biến số trong hệ tọa độ A, B, C là hàm số sin, thì biến số trong hệ tọa độ d, q là một chiều. 3.1.6. Mô hình toán học của động cơ không đồng bộ theo định hƣớng từ trƣờng trên hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha (mô hình trên hệ tọa độ MT) Trong công thức (3.56) mỗi một số hạng của ma trận hệ số 44 phía bên phải của phƣơng trình điện áp đều đã điền kín, nghĩa là, hệ thống này vẫn bị ràng buộc rất chặt. Sau khi nghiên cứu có thể phát hiện, đối với hệ thống tọa độ quay đồng bộ chỉ quy định hai trục d, q vuông góc với nhau và tốc độ quay, chứ không quy định vị trí tƣơng đối của hai trục so với từ trƣờng quay của động cơ, và ở đó chính là chỗ còn lại để lựa chọn. 84 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Bây giờ hãy quy định trục d dọc theo phƣơng của vector tổng từ thông rotor 2, đồng thời gọi nó là trục M (Magnetization); còn trục q lệch đi 90 o về phía ngƣợc kim đồng hồ, tức là vuông góc với vector 2, và đặt tên nó là trục T (Torque). Nhƣ vậy, hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha với quy định cụ thể trên trở thành hệ tọa độ MT, còn gọi là hệ tọa độ theo định hƣớng từ trƣờng rotor. Ký hiệu của các trục tọa độ trong các công thức (3.56) và (3.57) đƣợc thay đổi một ít, tức là trở thành mô hình toán học trên hệ tọa độ MT: 1 s 1 s m 1 mM1 M1 1 s 1 s 1 m mT1 T1 m s m 2 r s rM2 M2 s m m s r 2 rT2 T2 R L p L L p Lu i L R L p L L pu i L p L R L p Lu i L L p L R L pu i                                        (3.58) đt p m T1 M2 M1 T2M n L (i i i i )  (3.59) Bởi vì bản thân 2 chính là vector quay với tốc độ góc đồng bộ, và: M2  2 , T2  0 cũng tức là: LmiM1 + LriM2 = 2 (3.60) LmiT1 + LriT2 = 0 (3.61) Thay (3.61) vào (3.58) ta đƣợc: 1 s 1 s m 1 mM1 M1 1 s 1 s 1 m mT1 T1 m 2 rM2 M2 s m s r 2T2 T2 R L p L L p Lu i L R L p L L pu i L p 0 R L p 0u i L 0 L Ru i                                     (3.62) trong hàng thứ 3 thứ 4 đã xuất hiện các phần tử bằng 0, đã giảm đƣợc quan hệ ràng buộc giữa các biến số, làm cho mô hình đƣợc đơn giản hơn. Riêng về phƣơng trình mô men, lấy (3.60), (3.61) thay vào (3.59) đƣợc: 85 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 2 r M2 m đt p m T1 M2 M1 T2 p m T1 M2 T1 m r 2 m p m T1 M2 T1 T1 M2 p T1 2 r r L i L M n L (i i i i ) n L i i ( i ) L L L n L i i i i i ) n i L L                     (3.63) Quan hệ này tƣơng đối đơn giản, rất giống với động cơ một chiều. Khi chuyển đổi mô hình toán học động cơ điện không đồng bộ, bộ cuộn dây 3 pha stator và bộ cuộn dây 3 pha rotor đều phải chuyển đổi sang bộ cuộn dây 2 pha tƣơng đƣơng. Mô hình 2 pha tƣơng đƣơng đơn giản chủ yếu do hai trục của nó vuông góc với nhau, giữa chúng không có quan hệ ràng buộc hỗ cảm, khác hẳn với bộ cuộn dây 3 pha giữa hai pha bất kỳ lúc nào cũng tồn tại quan hệ hỗ cảm lẫn nhau. Mô hình 2 pha tƣơng đƣơng xây dựng trên hệ tọa độ quay hệ tọa độ quay đồng bộ có đƣợc những ƣu điểm nổi bật: Khi biến số 3 pha ban đầu là dòng điện hàm sin, thì biến số hai pha tƣơng đƣơng là dòng một chiều, với việc định hƣớng theo từ trƣờng rotor, tức là hệ tọa độ MT, với trục M dọc theo phƣơng của vector tổng từ thông 2 của rotor, phƣơng của trục T vuông góc với vector 2 theo chiều quay ngƣợc kim đồng hồ, thì trong phƣơng trình ma trận điện áp đã xuất hiện một số phần tử bằng 0, điều đó có nghĩa là đã loại bỏ đƣợc một số ràng buộc giữa các biến số, còn phƣơng trình mô men đã đơn giản đƣợc đến mức gần giống với phƣơng trình mô men của động cơ điện một chiều. Đây là cơ sở để thực hiện biến tần điều khiển vector. 3.2. BIẾN TẦN GIÁN TIẾP VỚI NGHỊCH LƢU ĐIỀU KHIỂN VECTOR Trong mục trên cho thấy, mô hình toán học động cơ không đồng bộ là một hệ thống nhiều biến, bậc cao, phi tuyến, nhiều ràng buộc chặt chẽ, thông qua phép biến đổi tọa độ, có thể làm nó hạ bậc đồng thời đơn giản hoá, nhƣng vẫn chƣa thay đổi bản chất tính phi tuyến và nhiều biến của nó. Chất lƣợng động của hệ thống điều tốc biến tần với nghịch lƣu SPWM không đƣợc nhƣ mong muốn, tham số của bộ điều chỉnh rất khó thiết kế chính xác là do chỉ xem hệ thống điều khiển là một biến số mà chƣa xét tới bản chất của tính phi tuyến, nhiều biến số. Về vấn đề này nhiều nhà 86 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên chuyên môn đã dày công nghiên cứu, cuối cùng đến năm 1971 đã đƣa ra đƣợc kết quả từ 2 công trình nghiên cứu: “Nguyên lý điều khiển định hƣớng từ trƣờng động cơ không đồng bộ” do F. Blaschke của hãng Seamens Cộng hoà Liên bang Đức đƣa ra, và “Điều khiển biến đổi tọa độ điện áp stator động cơ cảm ứng” do P.C. Custman và A.A. Clark ở Mỹ công bố trong sáng chế phát minh của họ. Sau nhiều cải tiến đã xây dựng đƣợc hệ thống biến tần điều khiển vector phổ biến hiện nay. 3.2.1. Mô hình động cơ một chiều tƣơng đƣơng của động cơ không đồng bộ Trong mục 3.1 đã chỉ rõ rằng quy tắc của phép chuyển đổi này là tạo ra sức điện động quay đồng bộ, dòng điện xoay chiều mạch stator iA, iB, iC qua phép biến đổi 3/2, có thể chuyển đổi tƣơng tƣơng thành dòng điện xoay chiều ở tọa độ cố định 2 pha i1, i1; sau đó lại thông qua phép biến đổi quay theo định hƣớng từ trƣờng rotor, có thể chuyển đổi tƣơng đƣơng thành dòng điện một chiều iM1, iT1 trên hệ tọa độ quay đồng bộ. Nếu ngƣời quan sát đứng trên lõi sắt từ và cùng quay với hệ tọa độ, thì ngƣời quan sát sẽ thấy đó nhƣ là một động cơ một chiều, tổng từ thông 2 của rotor động cơ xoay chiều ban đầu chính là từ thông động cơ điện một chiều tƣơng đƣơng. Cuộn dây M tƣơng đƣơng với cuộn dây kích từ của động cơ một chiều, iM1 (hay id1) tƣơng đƣơng với dòng điện kích từ, cuộn dây T tƣơng đƣơng với cuộn dây phần ứng giả cố định, iT1 (hay iq1) tƣơng đƣơng với dòng điện phần ứng và tỷ lệ thuận với mô men.  Mô hình động cơ một chiều tƣơng đƣơng iT1 iM1 Hình 3.8: Sơ đồ cấu trúc biến đổi tọa độ động cơ không đồng bộ 3/2) Biến đổi 3 pha/2 pha; VR) Biến đổi quay đồng bộ; ) Góc giữa trục M và trục  (trục A)  87 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Từ quan hệ tƣơng đƣơng trên đây có thể mô tả dạng sơ đồ cấu trúc của động cơ nhƣ trên hình 3.8. Về tổng thể mà nói, đầu vào 3 pha A, B, C, đầu ra tốc độ góc , là một động cơ không đồng bộ, qua phép biến đổi 3/2 và biến đổi quay đồng bộ trở thành một động cơ một chiều đầu vào iM1, iT1 và đầu ra . 3.2.2. Ý tƣởng về cấu trúc hệ thống điều khiển vector Động cơ không đồng bộ qua biến đổi tọa độ có thể trở thành động cơ một chiều tƣơng đƣơng, nhƣ vậy phỏng theo phƣơng pháp điều khiển động cơ một chiều, tìm ra lƣợng điều khiển của động cơ một chiều, qua phép biến đổi tọa độ ngƣợc, lại có thể điều khiển đƣợc động cơ không đồng bộ. Bởi vì đối tƣợng phải tiến hành biến đổi tọa độ là vector không gian của dòng điện (đặc trƣng cho s.t.đ.), cho nên thông qua hệ thống điều khiển để thực hiện chuyển đổi tọa độ đƣợc gọi là hệ thống điều khiển chuyển đổi vector (Transvector Control System), gọi tắt là hệ thống điều khiển vector (Vector Control System), ý tƣởng này đƣợc mô tả bởi sơ đồ trên hình 3.9. Trong đó tín hiệu cho trƣớc và tín hiệu phản hồi đi qua bộ điều khiển tƣơng tự nhƣ hệ thống điều tốc một chiều đã dùng, tín hiệu đặt dòng điện kích từ * M1i và tín hiệu đặt dòng điện mạch rotor * T1i , đi qua bộ chuyển đổi quay VR-1, nhận đƣợc * * 1 1i , i  , tiếp tục đi qua phép chuyển đổi 2 pha/3 pha nhận đƣợc * * * A1 B1 C1i , i , i . Sử dụng ba dòng điện này điều khiển cùng với tín hiệu điều khiển tần số 1 nhận đƣợc từ bộ điều khiển để khống chế bộ biến tần điều khiển dòng điện, tạo ra dòng điện 3 pha mà động cơ điều tốc yêu cầu. Bộ phận có thể bỏ khi thiết kế bộ điều khiển Bộ điều khiển VR-1 2 3 Bộ biến tần điều khiển dòng ®iÖn * T1i iA * M1i 1 * 1i * 1i * Ai * Bi * Ci 32 iB iC VR Mô hình động cơ một chiều tƣơng đƣơng   + - i1 i1 iT1 iM 1   Động cơ không đồng bộ Hình 3.9: Ý tưởng cấu trúc hệ thống điều khiển vector 88 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Khi thiết kế hệ thống điều khiển vector, có thể cho rằng ở bộ chuyển đổi quay ngƣợc VR-1 đƣa vào phía sau bộ điều khiển và khâu chuyển đổi quay VR trong bản thân động cơ triệt tiêu nhau, bộ chuyển đổi 2/3 và bộ chuyển đổi 3/2 phía trong động cơ triệt tiêu nhau, nếu tiếp tục bỏ qua trễ do bộ biến tần sinh ra thì phần trong khung nét đứt trên hình 3.9 có thể bỏ đi hoàn toàn, phần còn lại rất giống với hệ thống điều tốc một chiều. Có thể tƣởng tƣợng rằng, tính năng trạng thái tĩnh và động của hệ thống điều tốc biến tần điều khiển vector hoàn toàn tƣơng đƣơng với hệ thống điều tốc một chiều. 3.2.3. Phƣơng trình cơ bản điều khiển vector Trong mục 3.1, công thức (3.62) và (3.63) đƣa ra mô hình toán học theo định hƣớng từ trƣờng rotor trên hệ thống tọa độ quay đồng bộ của động cơ không đồng bộ. Đối với động cơ rotor ngắn mạch, thì uM2=uT2=0, phƣơng trình ma trận điện áp trong mô hình toán học có thể đơn giản hoá thành: 1 s 1 s m 1 m M1M1 1 s 1 s 1 m m T1T1 m 2 r M2 s m s r 2 T2 R L p L L p L iu L R L p L L p iu L p 0 R L p 0 i0 L 0 L R i0                                        (3.64) Trong hệ thống điều khiển vector, đối tƣợng điều khiển là dòng điện mạch stator, vì vậy trong mô hình toán học buộc phải tìm ra đƣợc quan hệ của hai thành phần dòng điện mạch stator và các đại lƣợng vật lý khác. Đem biểu thức của 2 trong công thức (3.60) thay vào hàng thứ ba trong công thức (3.64), sẽ đƣợc: 0 = R2iM2 + p(LmiM1 +LriM2) = R2iM2 +p2 cho nên: 2 M2 2 p i R    (3.65) lại thay tiếp vào (3.70) giải ra iM1, sẽ đƣợc: 2 M1 2 m T p 1 i L    (3.76) 89 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên hoặc: m 2 M1 2 L i T p 1    (3.77) trong đó r 2 2 L T R  là hằng số thời gian kích từ mạch rotor. Công thức (3.67) cho thấy, từ thông của rotor chỉ do iM1 tạo ra, không liên quan tới iT1, vì vậy, iM1 đƣợc gọi là thành phần kích từ của dòng điện stator (xem hình 3.7). Công thức này còn chứng tỏ, hàm số truyền giữa 2 và iM1 là một khâu quán tính bậc nhất (ở đây p tƣơng đƣơng với biến số s của phép biến đổi Laplace). Quan hệ trạng thái động của dòng điện mạch stator iT1 và dòng điện mạch rotor iT2 trên trục T phải thoả mãn công thức (3.61), hoặc viết thành: m T2 T1 r L i i L   (3.68) Từ đó chứng tỏ, nếu iT1 đột ngột thay đổi, iT2 lập tức biến đổi theo, không có quán tính, đó là vì sau khi định hƣớng từ trƣờng rotor, trên trục T không tồn tại từ thông rotor. Nghiên cứu tiếp công thức mô men (3.63), có thể cho rằng, iT1 là thành phần mô men của dòng điện mạch stator (xem hình 3.7). Khi iM1 không thay đổi, tức là 2 không thay đổi, nếu iT1 thay đổi, mô men Mđt lập tức thay đổi theo quan hệ tỷ lệ thuận với nó. Tóm lại, do tọa độ MT theo định hƣớng từ trƣờng rotor, giữa hai thành phần dòng điện stator đã thực hiện đƣợc xóa bỏ ràng buộc, iM1 quyết định từ thông 2, còn iT1 thì chỉ ảnh hƣởng đến mô men, tƣơng tự nhƣ dòng điện kích từ và dòng điện phần ứng trong động cơ một chiều, nhƣ vậy đã đơn giản hoá rất nhiều vấn đề điều khiển hệ thống điều tốc biến tần - động cơ xoay chiều. 3.2.4. Mô hình quan sát từ thông rotor Để định hƣớng theo từ thông rotor, phải đo đƣợc biên độ và góc pha của từ thông rotor. Hiện nay, trong hệ thống thực tế, chủ yếu sử dụng phƣơng pháp quan sát gián tiếp, tức là đo các đại lƣợng vật lý dễ đo nhƣ điện áp, dòng điện hoặc tốc độ quay, 90 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên sử dụng mô hình quan sát từ thông rotor để kịp thời tính toán ra biên độ và góc pha của từ thông. Có thể có rất nhiều mô hình quan sát từ thông rotor, nhƣng mô hình quan sát trên hệ tọa độ quay MT đƣợc áp dụng phổ biến hơn cả, ở đây chỉ giái thiệu mô hình quan sát này. Dựa vào phƣơng trình cân bằng điện áp và phƣơng trình từ thông trên hệ tọa đô MT, sau một số biến đổi có thể đƣa ra mô hình quan sát từ thông rotor nhƣ hình 3.10: Dòng điện mạch stator 3 pha iA, iB, iC qua phép biến đổi 3/2 biến thành dòng điện hệ tọa độ cố định 2 pha i1, i1, lại qua biến đổi quay đồng bộ và theo định hƣớng từ trƣờng rotor, nhận đƣợc dòng điện iM1, iT1 trên hệ tọa độ M, T. Dùng phƣơng trình điều khiển vector có thể nhận đƣợc tín hiệu 2 và s, lấy s cộng với tín hiệu tốc độ đo thực  sẽ nhận đƣợc tín hiệu 1 (tần số góc mạch stator), qua tích phân, sẽ nhận đƣợc tín hiệu góc pha  của từ thông rotor (cũng chính là góc 1), tín hiệu này là thông số của phép chuyển đổi quay đồng bộ. Mô hình quan sát từ thông rotor dựa vào tham số T2 và Lm của động cơ, độ chính xác của chúng đều chịu ảnh hƣởng của sự thay đổi tham số, đây là nhƣợc điểm chủ yếu của phép quan sát gián tiếp. 3 2 iA iB iC i1 i1 VR iT1 iM1 m 2 L T s 1 2 m T L  1 s  2 sin cos Hình 3.10: Mô hình quan sát từ thông trên hệ toạ độ quay hai pha theo định hướng từ trường + +  s 1 91 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 3.3. HỆ TRUYỀN ĐỘNG BIẾN TẦN 4Q – ĐK 3.3.1. Sơ đồ khối của hệ truyền động biến tần 4Q - ĐK Sơ đồ khối tổng quát hệ truyền động điện biến tần 4Q - ĐK đƣợc giới thiệu trên hình 3.11. Phần lực của chỉnh lƣu PWM (CLPWM) và nghịch lƣu (NL) có kết cấu tƣơng tự nhau. Khối điều khiển chỉnh lƣu PWM và khối điều khiển nghịch lƣu gồm các bộ điều chỉnh và thiết bị phát xung điều khiển các IGBT trong mạch lực. Tín hiệu khống chế khối điều khiển chỉnh lƣu đƣợc ký hiệu là ĐKCL, thƣờng là tín hiệu đặt giá trị điện áp một chiều đầu ra của chỉnh lƣu PWM, ký hiệu là * dcU và có thể thêm lƣợng đặt khác; tín hiệu khống chế khối điều khiển nghịch lƣu đƣợc ký hiệu là ĐKNL, với phƣơng pháp điều khiển vector thƣờng gồm lƣợng đặt dòng điện sinh từ thông và tốc độ quay. 3.3.2. Sơ đồ nguyên lý phần mạch lực của hệ biến tần 4Q - ĐK Các hệ truyền động điện biến tần 4Q dùng chỉnh lƣu PWM - động cơ xoay chiều không đồng bộ chỉ khác nhau về phƣơng pháp điều khiển các khối chỉnh lƣu và nghịch lƣu, còn phần mạch lực thì cơ bản giống nhau. Hình 3.14 là sơ đồ nguyên Hình 3.11: Sơ đồ khối hệ truyền động điện biến tần 4Q - ĐK CLPWM NL ĐK LL C  3 p h a Udc SCLa,b,c SNLa,b,c Điều khiển chỉnh lƣu PWM Điều khiển nghịch lƣu ĐKNL ĐKCL FT 92 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên lý phần mạch lực của hệ thống truyền động. Sơ đồ gồm bộ điện cảm nguồn L; hai sơ đồ cầu ba pha bằng các IGBT làm nhiệm vụ chỉnh lƣu (CLPWM) và nghịch lƣu (NL); tụ điện C vừa là phần tử cơ bản trong sơ đồ chỉnh lƣu PWM, vừa là phần tử lọc; động cơ không đồng bộ ba pha ĐK. 3.3.3. Khối điều khiển chỉnh lƣu PWM [3] Theo phân tích trong chƣơng hai, có nhiều phƣơng pháp điều khiển bộ chỉnh lƣu tích cực PWM, mỗi phƣơng pháp điều khiển có những ƣu nhƣợc điểm riêng. Các phƣơng pháp điều khiển khác nhau có sự khác nhau về đại lƣợng điều khiển cũng nhƣ cấu trúc cụ thể của hệ thống điều khiển nhƣng đều nhằm đạt mục tiêu chung là điều khiển sự đóng mở các van để giữ ổn định giá trị điện áp một chiều đầu ra theo giá trị đặt, khống chế hệ số công suất theo yêu cầu, đảm bảo dạng dòng điện lƣới gần với hình sin và cho phép thực hiện trao đổi công suất hai chiều giữa tải và nguồn. Để nghiên cứu sự làm việc của hệ truyền động biến tần bốn góc phần tƣ - động cơ không đồng bộ ta chọn phƣơng pháp điều khiển chỉnh lƣu là phƣơng pháp VOC. Cấu trúc chi tiết khối điều khiển chỉnh lƣu PWM điều khiển theo VOC đƣợc biểu diễn trên hình 3.7. Các khâu chức năng cơ bản của khối điều khiển chỉnh lƣu theo phƣơng pháp VOC gồm: uL Hình 3.12: Sơ đồ nguyên lý phần lực hệ truyền động biến tần bốn góc phần tư dùng chỉnh lưu PWM - động cơ không đồng bộ ba pha ĐK uL 93 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên - Khâu đo dòng điện và ƣớc lƣợng điện áp lƣới: Thực hiện đo dòng xoay chiều đầu vào chỉnh lƣu (iLa, iLb), biến đổi dòng điện ở hệ ba pha sang vector không gian trên hệ tọa độ cố định - (iL, iL) và tính các thành phần vector điện áp lƣới trên hệ tọa độ - (uL, uL). - Khâu biến đổi -  k-: Thực hiện xác định góc  giữa vector điện áp lƣới và trục  của hệ tọa độ -, đây cũng là góc giữa trục d của hệ tọa độ quay d-q với trục  của hai hệ tọa độ cố định -, phục vụ cho việc chuyển tọa độ các vector dòng và áp. - Khâu biến đổi -  d-q làm nhiệm vụ biến đổi hệ tọa độ vector dòng điện lƣới, đầu ra nhận đƣợc các thành phần của vector dòng điện lƣới trên hệ tọa độ quay d-q (iLd, iLq). PI d - q * Ldi  k   * dcU iLq * Lqi 0 PI PI dq - - Khâu đo dòng điện và ƣớc lƣợng điện áp lƣới Khâu điều chế độ rộng xung PWM iLd SCLa,b, c iLa iLb us  us  cosUL sinUL iLd iLq iL iL usq usd cosUL sinUL - uL uL Hình 3.13: Cấu trúc khối điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC Udc Udc 94 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên - Khâu biến đổi d-q  - làm nhiệm vụ biến đổi hệ tọa độ vector điện áp tải qui đổi, đầu ra nhận đƣợc các thành phần của vector điện áp tải trên hệ tọa độ - (us, us) dùng để điều khiển khâu điều chế độ rộng xung PWM. - Khâu điều chế độ rộng xung PWM: Thực hiện tạo các xung điều khiển các khoá đóng cắt của mạch lực, khâu hoạt động theo nguyên lý điều chế vector không gian. Các bộ điều chỉnh dòng và áp đƣợc lựa chọn là các bộ PI, tín hiệu đặt của các bộ điều chỉnh dòng là * di đƣợc lấy từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp và * qi 0 (đƣợc lấy bằng không theo điều kiện hệ số công suất bằng 1). Nhƣ vậy, trên thực tế, hệ chỉ có một tín hiệu điều khiển chung cho bộ chỉnh lƣu là tín hiệu đặt điện áp một chiều * dcU . 3.3.4. Khối điều khiển nghịch lƣu áp dụng nguyên lý điều khiển vector [5] Từ mô hình toán học của ĐK trên hệ tọa độ MT, dựa vào các phƣơng trình cơ bản khi áp dụng điều khiển vector, có thể có nhiều giải pháp khác nhau. Một trong các phƣơng pháp hay đƣợc áp dụng [5] là: Từ phƣơng trình cân bằng điện áp trên hệ MT, kết hợp với các quan hệ có đƣợc khi áp dụng định hƣớng từ thông rotor, thực hiện thành lập các phƣơng trình mô tả quan hệ giữa các thành phần điện áp và dòng điện stator trên hệ tọa độ MT, làm cơ sở cho việc tính toán giá trị các thành phần điện áp đặt, sau khi chuyển tọa độ về hệ ba pha thu đƣợc các giá trị đặt điện áp stator. Từ các giá trị đặt điện áp, sử dụng nguyên lý điều chế độ rộng xung hình sin (SPWWM) [4] hoặc nguyên lý điều chế vector không gian (ĐCVTKG) [5] để thực hiện việc điều khiển các van nghịch lƣu. Cấu trúc phần điều khiển nghịch lƣu theo nguyên lý trên đƣợc mô tả trên hình 3.14. Các khối điều khiển cơ bản và nhiệm vụ của khối trên hình 3.14: - ĐCTĐQ là bộ điều chỉnh tốc độ quay; 95 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên - MHTT là mô hình quan sát từ thông, có chức năng tính toán giá trị từ thông rotor 2 M2 ( )  và góc giữa vector từ thông rotor với trục chuẩn (); - CTĐi là khâu chuyển tọa độ dòng điện stator từ hệ tọa độ  sang hệ tọa độ MT; - TH là khâu tạo hàm, tạo ra giá trị đặt từ thông rotor theo giá trị tốc độ góc rotor; - ĐCTT là bộ điều chỉnh từ thông, cho tín hiệu ra là giá trị đặt thành phần sinh từ thông của dòng điện stator trên hệ tọa độ MT; - ĐCĐ là khâu điều chỉnh đa thông số, có nhiệm vụ tính ra giá trị đặt các thành phần điện áp stator trên hệ tọa độ MT; - CTĐu là khối chuyển đổi tọa độ điện áp từ hệ  sang hệ tọa độ MT; - ĐCVTKG là khâu điều chế vector không gian, tính toán tạo ra các xung điều khiển các van nghịch lƣu từ các giá trị yêu cầu của điện áp stator trên hệ tọa độ  ( * * 1 1 u ,u   ). 96 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên ĐCD CTĐu ĐCTT TH MHTT ĐCTĐQ §K Máy đo tốc độ quay   *   '* M 2  * 1 u  * 1 u  3~ * Cu A B C iA iB 3 2 i1 i1 SPWM iM1 iT1 * T1 i * M1 i ' M 2  * T1 u * M1 u   Udc Hình 3.14: Cấu trúc nghịch lưu điều khiển vector định hướng từ thông rotor CTĐi VR -1 VR 2 3 * Bu * Au 97 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Chương4 MÔ PHỎNG HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN BIẾN TẦN 4 Q - ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA 4.1. MÔ PHỎNG ĐẶC TÍNH LÀM VIỆC CỦA CHỈNH LƢU PWM Để thực hiện quá trình mô phỏng các đặc tính cơ bản của hệ truyền động biến tần 4Q-ĐK nhằm kiểm nghiệm các phân tích lý thuyết và chứng minh các khả năng của hệ truyền động, trƣớc tiên, tiến hành mô phỏng để kiểm chứng các tính năng ƣu việt của chỉnh lƣu PWM, đồng thời cũng là để kiểm chứng cấu trúc điều khiển khối chỉnh lƣu PWM. 4.1.1. Xây dựng chương trình mô phỏng chỉnh lưu PWM Dựa vào mô tả toán học của chỉnh lƣu PWM, các phƣơng pháp điều khiển chỉnh lƣu PWM và các cấu trúc tƣơng ứng, ứng dụng các phần mềm PLECS và MATLAB ta xây dựng đƣợc mô hình mô phỏng cho chỉnh lƣu PWM. Để đánh giá về chỉnh lƣu PWM, ở đây chỉ mô phỏng chỉnh lƣu PWM theo một phƣơng pháp điều khiển là phƣơng pháp điều khiển theo VOC. Trong phần này, để đánh giá về điện áp một chiều đầu ra, chất lƣợng dòng điện lƣới và hệ số công suất của chỉnh lƣu PWM, ta nghiên cứu sự làm việc của bộ chỉnh lƣu với tải điện trở có điều chỉnh. Dựa vào cấu trúc trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM theo VOC đƣợc mô tả ở hình 2.15, sử dụng phần mềm MATLAB có thể xây dựng đƣợc sơ đồ (chƣơng trình) mô phỏng cho trƣờng hợp này nhƣ trên hình 4.1, các hình 4.2 và hình 4.3 là sơ đồ mô phỏng chi tiết phần điều khiển chỉnh lƣu theo phƣơng pháp VOC (khối “Subsystem”) và phần mạch lực (khối “PLECS circuit”). Các thông số cơ bản của nguồn và tải khi xây dựng chƣơng trình mô phỏng đƣợc chọn: nguồn xoay chiều ba pha có tần số 50Hz, điện áp pha là 220V; giá trị đặt của điện áp chỉnh lƣu đầu ra Udc khi bắt đầu mô phỏng (t=0) là 600V và tải là điện trở 30; tại t=0.2s tăng giá trị đặt của điện áp ra chỉnh lƣu một lƣợng Udc=100V; tại 98 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên t=0.4s tăng tải bằng cách nối song song thêm vào điện trở tải một điện trở khác có giá trị là 60. Hình 4.1: Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu PWM tải điện trở điều khiển theo VOC Hình 4.2: Sơ đồ mô phỏng chi tiết khối điều khiển chỉnh lưu PWM theo phương pháp VOC(khối “Subsytrem”) của mô hình hình 4.1 99 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 4.1.2. Các kết quả mô phỏng chỉnh lưu PWM Trên hình 4.4 biểu diễn điện áp một chiều sau chỉnh lƣu, từ đồ thị Udc cho thấy, quá trình khởi động của bộ chỉnh lƣu diễn ra trong thời gian rất ngắn, sự thay đổi giá trị điện áp ra khi thay đổi giá trị đặt cũng diễn ra rất nhanh, điện áp ra bám sát giá trị đặt với sai lệch không đáng kể, một điểm cần quan tâm là giá trị điện áp một chiều đầu ra cao hơn giá trị điện áp ra của chỉnh lƣu đi ốt thông thƣờng, điều này đáp ứng đƣợc yêu cầu điện áp một chiều cao mà không cần phải dùng máy biến áp tăng áp. Hình 4.5, 4.6 biểu diễn điện áp và dòng điện một pha nguồn xoay chiều (pha 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0 100 200 300 400 500 600 700 800 t(s) Udc(V) Hình 4.4: Điện áp một chiều sau chỉnh lưu PWM điều khiển theo VOC 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 t(s) ua(V), ia(A) Hình 4.5: Điện áp và dòng điện pha A của chỉnh lưu PWM điều khiển theo VOC Hình 4.3: Chi tiết khối “PLECS circuit” của mô hình hình 4.1 100 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên A). Các đồ thị cho thấy, dòng điện nguồn có dạng rất gần với hình sin; trong các chế độ khác nhau luôn đạt đƣợc hệ số công suất cos =1 (dòng điện trùng pha với điện áp). 4.2. MÔ PHỎNG HỆ TRUYỀN ĐỘNG BIẾN TẦN 4Q-ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA 4.2.1. Xây dựng sơ đồ mô phỏng hệ truyền động trong phần mềm Matlab Để đánh giá đầy đủ về hệ truyền động cũng nhƣ về biến tần bốn góc phần tƣ sử dụng chỉnh lƣu PWM, ta tiến hành mô phỏng sự làm việc của hệ truyền động biến tần 4Q - động cơ xoay chiều không đồng bộ ba pha rotor lòng xóc. Trong hệ thống này, phần điều khiển chỉnh lƣu PWM cũng vẫn áp dụng phƣơng pháp điều khiển VOC, còn phần nghịch lƣu sử dụng phƣơng pháp điều khiển vector định hƣớng theo từ thông rotor. Phần điều khiển nghịch lƣu đƣợc xây dựng cơ bản dựa trên cấu trúc đƣợc mô tả trên hình 3.14 có sửa đổi chút ít trên quan điểm chỉ thực hiện mô phỏng sự làm việc của hệ trong vùng tần số ra của biến tần nằm trong khoảng từ tần số định mức của động cơ trở xuống. Với vùng tần số dƣới tần số cơ bản thì yêu cầu thực hiện duy trì từ thông rotor bằng hằng số, do vậy trong cấu trúc điều khiển chọn giá trị đặt thành phần sinh từ thông của dòng stator bằng hằng số 0 5 10 15 20 25 30 35 0.400 0.433 0.417 t(s) idc(A) Hình 4.7: Dòng một chiều sau chỉnh lưu của PWM điều khiển theo VOC trong thời gian 1/6 chu kỳ nguồn 0.4 0.42 0.44 0.46 0.48 0.5 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 t(s) ua(V), ia(A) Hình 4.6: Điện áp và dòng điện pha A của chỉnh lưu PWM điều khiển theo VOC trong thời gian 5 chu kỳ nguồn ua ia 101 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên ( * M1 i const ) và giá trị này đƣợc lựa chọn theo dòng từ hóa của động cơ. Cấu trúc điều khiển nghịch lƣu trong trƣờng hợp này đƣợc mô tả trên hình 4.8. Sử dụng phần mềm PLECS chạy trong môi trƣờng MATLAB có thể xây dựng đƣợc sơ đồ (chƣơng trình) mô phỏng hệ truyền động nhƣ trên hình 4.9, 4.10, 4.11. Tham số động cơ đƣợc lựa chọn để thực hiện quá trình mô phỏng hệ truyền động: Công suất định mức Pđm=1.5KW; số đôi cực từ np=3; điện áp định mức một pha stator U1đm=220V; dòng điện định mức một pha stator I1đm=4.5A; điện trở một pha stator R1=3.5; điện trở một pha rotor quy đổi về stator R2=4.0; điện cảm tản một pha stator Lt1=10mH; điện cảm tản một pha rotor quy đổi về stator Lt2=9mH; điện cảm hỗ cảm cực đại Lm1=200mH; ĐCD CTĐu MHTT ĐCTĐQ  *   * M1 i const * 1 u  * 1 u  * Cu iA 3 2 i1 i1 SPWM iM1 iT1 * T1 i * T1 u * M1 u   CTĐi VR -1 VR 2 3 * Bu * Au iB iC  H×nh 4.8: CÊu tróc ®iÒu khiÓn vector trong vïng tÇn sè f ≤ f®m 102 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 4.10: Sơ đồ mô phỏng chi tiết phần điều khiển nghịch lưu theo FOC (khối “INVERTER” trên mô hình hình 4.9 Hình 4.9: Sơ đồ mô phỏng hệ truyền động điện biến tần 4Q-động cơ không đồng bộ ba pha 103 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 4.2.2. Kết quả mô phỏng 4.2.2.1. Mô phỏng quá trình khởi động và chế độ hãm tái sinh của động cơ Thực hiện mô phỏng quá trình khởi động động cơ từ tốc độ bằng không đến tốc độ góc 100 rad/s với mô men tải thay đổi. Tại t=1s (khi đã kết thúc khởi động, thay đổi mô men tải sang âm (tức là tác động một mô men cơ cùng chiều với chiều quay của rotor) để kiểm tra khả năng làm việc của động cơ ở trạng thái hãm tái sinh. Các kết quả mô phỏng đƣợc mô tả trên các hình 4.12 đến 4.14. Từ các kết quả mô phỏng cho thấy, tốc độ động cơ vẫn đƣợc duy trì theo giá trị đặt mặc dù mô men tải đổi dấu (hình 4.12); còn dòng điện nguồn xoay chiều cấp cho chỉnh lƣu PWM thì thay đổi pha một góc bằng 1800, tức là bộ chỉnh lƣu làm việc ở chế độ nghịch lƣu, thực hiện chuyển công suất từ phía động cơ về lƣới điện (hình 4.14) với giá trị hệ số công suất bằng 1 (cos = -1). Kết quả mô phỏng đã chứng minh khả năng làm việc ở chế độ hãm tái sinh trong chế độ ổn định của hệ thống. Hình 4.11: Chi tiết khối “PLECS circuit” của mô hình hình 4.9 104 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 0 0.25 0.5 0.75 1 1.25 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 1.5 Mc (Nm) t (s) Hình 4.13: Sự điều chỉnh mô men tải của động cơ khi khởi động và khi chuyển động cơ sang trạng thái hãm tái sinh ở chế độ tốc độ ổn định (tại t=1s) 0 0.25 0.5 0.75 1 1.25 1.5 0 20 40 60 80 100  (rad/s) t (s) Hình 4.12: Tốc độ góc động cơ khi khởi động và điều chỉnh tải để chuyển chế độ làm việc, với giá trị đặt tốc độ là 100 rad/s 105 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 4.2.2.2. Mô phỏng quá trình khởi động và điều chỉnh tốc độ Hình 4.14: Điện áp và dòng điện lưới pha A cấp cho chỉnh lưu PWM trước và sau thời điểm điều chỉnh mô men tải (tại t=1s) để chuyểnchế độ làm việc của động cơ từ trạng thái động cơ sang hãm tái sinh 0.9 0.95 1.0 1.05 1.1 1.15 1.2 1.25 1.3 -200 -150 -100 -50 0 50 100 150 200 uLa (V), iLa (A) t (s) uLa (V) iLa (A) Thời điểm chuyển chế độ 0 0.25 0.5 0.75 1 1.25 1.5 0 20 40 60 80 100  (rad/s) t (s) Hình 4.15: Tốc độ góc động cơ khi khởi động và điều chỉnh giảm tốc từ 100 rad/s xuống 80 rad/s 106 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Cũng mô phỏng quá trình khởi động động cơ từ tốc độ bằng không đến tốc độ góc 100 rad/s với mô men tải không đổi. Tại t=1.2s, thực hiện giảm tốc độ một lƣợng bằng 20 rad/s để kiểm tra tình trạng làm việc của hệ thống khi điều chỉnh giảm tốc Kết luận: Từ các kết quả mô phỏng một số chế độ đặc trƣng của chỉnh lƣu PWM và hệ truyền động biến tần 4Q-động cơ không đồng bộ cho thấy, sử dụng chỉnh lƣu PWM để xây dựng bộ biến tần bốn góc phần tƣ đáp tốt các yêu cầu mà mục tiêu đề tài đặt ra. Hệ truyền động có khả năng đảm bảo sự làm việc tốt của động cơ trên cả bốn góc phần tƣ của hệ tọa độ. 0.9 0.95 1.0 1.05 1.1 1.15 1.2 -200 -150 -100 -50 0 50 100 150 200 Hình 4.16: Điện áp và dòng điện lưới pha A cấp cho chỉnh lưu PWM trước và sau thời điểm điều chỉnh giảm tốc từ 100 rad/s xuống 80 rad/s (tại t=1s) t (s) uLa (V), iLa (A) uLa (V) iLa (A) 107 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ 1. KẾT LUẬN Việc sử dụng bộ chỉnh lƣu tích cực PWM làm khối chỉnh lƣu của bộ biến tần cho phep bộ biến tần và hệ truyền động động cơ xoay chiều ứng dụng loại biến tần này đạt đƣợc nhiều tính năng ƣu việt mà các bộ biến tần thông thƣờng khác không có: - Giảm đến mức rất thấp các sóng hài bậc cao trong dòng điện lƣới. - Có khả năng tạo đƣợc hệ số công suất lƣới điện theo yêu cầu. - Có khả năng điều chỉnh và ổn định tốt điện pá phần một chiều, giảm bớt ảnh hƣởng của sự dao động điện áp lƣới điện đến bộ biến tần. - Động cơ có thể làm việc đƣợc mọi chế độ, đặc biệt là chế độ hãm tái sinh kể cả trong chế độ ổn định và quá độ, cho phép có thể áp dụng hệ truyền động biến tần 4Q-động cơ xoay chiều với nhiều loại tải khác nhau, tiết kiệm năng lƣợng trong nhiều trƣờng hợp. 2. KIẾN NGHỊ - Tiếp tục nghiên cứu hoàn thiện để có thể áp dụng vào thực tế. - Nghiên cứu tìm thêm ứng dụng khác đối với chỉnh lƣu PWM. 108 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên TÀI LIỆU THAM KHẢO Tiếng Việt 1. Trần Khánh Hà (1997), Máy điện tập 1, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội. 2. Bùi Quốc Khánh, NguyễnVăn Liễn, Phạm Quốc Hải, Dƣơng Văn Nghi (2002), Tự động điều chỉnh truyền động điện, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội. 3. Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn (2007), Cơ sở truyền động điện, Nhà xuất bản khoa học và kỹ thuật, Hà Nội. 4. Trần Thọ, Võ Quang Lạp (biên khảo); Cơ sở điều khiển tự động truyền động điện; Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội,2004. 5. Nguyễn Phùng Quang (1996), Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều ba pha, Nhà xuất bản Giáo dục, Hà Nội. 6. Nguyễn Phùng Quang, (2003) MATLAB & Simulink dành cho kỹ sư điều khiển tự động, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội. TiÕng Anh 7. C. Daoshen and B. K. Bose (1992), “Expert system based automated selection of industrial AC drives”, IEE IAS Annu. Meet. Conf. Rec., pp 387-392. 8. S. M. Chhaya and B. K. Bose (1992), “Expert system based automated design technique of a voltage-fed inverter for induction motor drive”, IEE IAS Annu. Meet. Conf. Rec., pp 770-778. 9. S. M. Chhaya and B. K. Bose (1992), “Expert system based automated design technique of a voltage-fed inverter for induction motor drive”, IEE IAS Annu. Meet. Conf. Rec., pp 770-778. 10. S. M. Chhaya and B. K. Bose (1995), “Expert system aided automated design, simulation and controller tuning of ac drive system”, IEE IECON Conf. Rec., pp 712-718. 11. Mariusz Malinowski (2001), Sensorless Control Strategies for Three Phase PWM Rectifiers, Warsaw, Poland. 12 P. Barrass, M. Cade (1999), PWM rectifier using indirect voltage sensing, Proc.IEE-Elect. Power Applicat., 146 (5), 539-544. 13. Plexim GmbH, PLECS - Piece-wise Linear Electrical Circuit Simulation for 109 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Simulink, User Manual, ver 1.2. 14. The Mathworks, Simulink-Dynamic System Simulation for Matlab, Help file in Matlab7.01 R14.