Phân tích kêng truyền ,fading và mô hình truyền sóng vô tuyến

TRƯỜNG ĐẠI HỌC KHOA HỌC TỰ NHIÊN TP HỒ CHÍ MINH KHOA ĐiỆN TỬ - ViỄN THÔNG CAO HỌC KHÓA 17 PHÂN TÍCH KÊNG TRUYỀN ,FADING VÀ MÔ HÌNH TRUYỀN SÓNG VÔ TUYẾN SẸMINAR GVHD : TS Lê Quốc Cường HVTH : Bùi Xuân Nguyên MỤC LỤC • 1.1 Giới thiệu • 1.2 Sóng truyền vô tuyến di động • 1.3 Tỷ lệ Fading lớn • 1.4 Tỷ lệ Fading nhỏ • 1.5 Đo giảm âm cực nhỏ • 1.6 Antenna đa năng 1.1 Giới thiệu • Trong chương 2 chúng ta đã được khảo sát mối liên hệ qua lại công suất thông tin của dải thông tin không dây trên kênh MIMO.Trong seminar này sẽ khảo sát kênh truyền sóng và fading Tiếp đó sẽ thảo luận một vài mô hình truyền và khảo sát các loại kỹ thuật khác nhau . 1.2 Sóng truyền vô tuyến di động • Kênh vô tuyến di động có nhiều hạn chế về hiệu suất của hệ thống vô tuyến.Đường truyền có thể thay đổi từ đường thẳng thành đường phức tạp và gây nghẽn bởi các cao ốc và tán lá cây. 1.2 Sóng truyền vô tuyến di động (tt) Hình 1.1 1.2.1 Phản xạ (Reflection) • Phản xạ thường xuất hiện từ bền mặt của trái đất và va chạm các toàn nhà. Hệ số phản xạ là một hàm phụ thuộc vào sự phân cực sóng,góc tới và tần số của sóng truyền . 1.2.1 Phản xạ (Reflection) Hình 1.2 1.2.2 Nhiễu xạ(diffraction) • Nhiễu xạ xuất hiện tại cạnh chắn của vật thể có kích thước có thể so sánh với bước sóng.Tia sóng bị uốn cong theo độ cong của bề mặt vật chắn. Hình 1.3 1.2.3 Tán xạ (scattering) • Tán xạ xảy ra khi sóng vô tuyến va chạm vào bề mặt gồ ghề năng lượng phân tán dải rộng toàn bộ vùng phân tán. 1.2.3 Tán xạ (scattering) Hình 1.4 1.2.4 Đa đường (Multipath) Hình 1.5 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Nếu hướng thông số đường thẳng giữa máy phát và máy thu bị mất đi thì chúng ta dùng đến mô hình không gian tự do.Hệ thống vệ tinh và viba kết nối đường thẳng vô tuyến đưa vào không gian truyền tự do . 1.3 Một số mô hình truyền 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Trong mô hình này công suất dự đoán được phân ra với khoảng từ máy phát theo những luật công suất thường là khoảng cách bề rộng từ máy phát.Vùng công suất tự do máy thu bởi một antenna là khoảng cách d từ máy phát cho bởi công thức sau. 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Pt là công suất máy phát • Pr(d) là công suất máy thu. • G1,G2 lần lượt là độ lợi của antenna truyền và antenna thu. • L là suy giảm của hệ thống không liên quan tới truyền (L ≥ 1) • λ là chiều dài của sóng đơn vị là m 2 1 2 2 2 ( ) (1.2) (4 ) t r PG G P d d L    1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Độ lợi antenna là : • λ liên hệ với tần số mang bởi công thức sau 2 4 (1 . 3 )e A G    (1 .4 ) c f   1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • ƒ là tần số sóng mang đv : Hz • C=3.108(m/s) • Pt và Pr phải biểu diễn đúng đơn vị • Suy hao hỗn hợp (L ≥ 1)thường gồm đường phát suy giảm,lọc suy giảm và antenna suy giảm trong hệ thống viễn thông . 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • L=1 cho biết hệ thống phần cứng không suy hao. • Công suất máy thu phân ra với khoảng cách với tốc độ 20 dB/decade. 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Chúng ta định nghĩa một bức xạ đẳng hướng bởi vì ý tưởng antenna tỏa ra công suất với độ lợi như nhau trong toàn bộ phương hướng và thường sử dụng độ lợi antenna trong hệ thống viễn thông. 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Hệ số công suất bức xạ đẳng hướng EIRP (effective isotropic radiated power) EIRP = Pt Gt (1.5) 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Tương ứng với công suất có thể phát ra lớn nhất từ máy phát về hướng độ lợi antenna lớn nhất so với phát ra đẳng hướng .Trong thực tế độ lợi antenna đơn vị là dBi ( độ lợi dB đối với antenne đẳng hướng ). 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Đường suy giảm (path loss),là số lượng của sự suy giảm bởi tín hiệu (dB)là sự chênh lệch năng lượng truyền và công suất thu và cho bởi công thức sau : 2 2 2 ( ) 10log 10 log (1.6) (4 ) t t r r p GG PLdB p d           1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Chú ý quan trọng nhất của mô hình không gian tự do là có thể áp dụng được duy nhất trong socalled vùng xa của antenne truyền ở trong khu vực Frauhofer và có công thức như sau • D là kích thước chiều dài tuyến tính vật lý của antenna . 22 (1.7)f D d   1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian Sau đây tỉ lệ mô hình truyền lớn sử dụng gần trong khoảng cách d0 công suất máy thu biết được liên quan đến point.Công suất máy thu ở khoảng cách d > d0 liên quan đến Pr và d0. • Độ lớn Pr(d0 ) có thể dự báo ngoại suy từ công thức (1.2) • Trong môi trường sóng vô tuyến công suất ở máy thu liên quan đến nhiều điểm (point ) ở khoảng cách d0 từ máy truyền. 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Khoảng cách liên quan phải chọn phù hợp trong khu vực xa (far – field).(d0 > df) và d0 chọn nhỏ hơn khoảng cách thực tế sử dụng trong hệ thống truyền thông di động 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Từ (1.2) công suất máy thu trong không gian tự do ở khoảng cách tốt hơn d0 như sau : 20 0 0( ) P ( )( ) , (1.8)r r f d P d d d d d d    • Trong hệ thống vô tuyến di động Pr thay đổi nhiều về cường độ khi vượt qua khu vực tín hiệu được phát ra một vài m2.Trong tầm quan sát của dải động lớn của mức độ công suất máy thu 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian •Đơn vị dBm hoặc dBW sử dụng biểu diễn mức độ công suất của máy thu.dBm là công suất trong dBs nói tới 1 milliwatt. 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian 0 0 0 ( ) ( ) 10log 20log( ), 0.001W r r f P d d P d dBm d d d d          Pr(d0) đơn vị là watts. d0 hệ thống thực tế sử dụng độ lợi antenna thấp khoảng 1 – 2 GHz điển hình 1m môi trường trong nhà và 100m hoặc 1 Km môi trường ngoài trời do đó tử số (1.8) và (1.9) là bội số của 10 (1.9) 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Ví dụ 1 :Tìn khoảng cách của antenna với kích thước lớn nhất 2m và tần số dao động 900MHz . Giải : • D = 2m • fc = 900MHz = 900.10 6 Hz • do đó λ = c/fc = (3. 10 8)/900.106 • λ = 0.33 m • áp dụng (1.7 )df = 2D2/λ = 2(2)2/0.33 df = 24.24m 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Ví dụ 2 : Nếu công suất của máy phát là 50W biểu diễn đơn vị công suất truyền (a) dBm và (b) dBW.Nếu 50W ứng với antenna có độ lợi là 1, tìm công suất máy thu dBm ở khoảng cách không gian tự do 100m từ antenna.Pr ở 10km ? cho độ lợi antenna nhận là 2 và hệ thống không nhiễu . Giải : công suất truyền Pt = 50W tần số mang fc = 900MHz áp dụng (1.9) (a) công suất truyền: Pt(dBm)=10log[Pt(mW)/(1mW)] =10 log [50.10-3] = 47 dBm (b) công suất truyền : Pt(dBW)=10 log [ Pt(W)/(1W)] =10 log [50] = 17 dBW . Ví dụ 2 (tt) Công suất máy áp dụng (1.2) Pr = (PtGtGrλ 2 )/[ 4Π)2 d2L] = = 50(1)(2)(0.33)2 / [(4Π)2 (100)2 (1)] = 6.9 x 10-3 mW. Pr(dBm) = 10 log Pr(mW) = = 10 log (6.9 x 10-3mW) = -21.6dBm. Ví dụ 2 (tt) 1.3.1 Mô hình truyền tự do trong không gian • Công suất máy thu 10km có thể biểu diễn bằng dBm sử dụng (1.9) • d0 = 100m và d = 10 Km Pr(10Km)=Pr(100)+20log[100/10000] = -21.6 – 40 dB = -61.6 dBm 1.3.2 Mô hình truyền ngoài trời • Số mô hình truyền có thể dự báo suy hao.Mô hình khác nó có khả năng dự đoán cường độ tín hiệu tại điểm máy nhận cụ thể hoặc khu vực riêng (gọi là sector) 1.3.2.1 Mô hình Okumura • Đây là mô hình được sử dụng rộng rãi ở khu vực thành phố.Có thể áp dụng ở dải tần số 150 đến 1920MHz và có thể lên tới 3Ghz và khoảng cách 1 tới 100Km.Có thể dùng ở trạm antenna cơ bản trong khoảng chiều cao từ 30 tới 1000m . 1.3.2.1 Mô hình Okumura(tt) • Okumura liên quan đến khoảng tự nhiên (Amu) ở khu vực thành phố với những trạm antenna cơ bản chiều cao (hte) là 200m và chiều cao antenna di động (hre) là 3m.Mô hình biểu diễn bởi công thức sau L50 (dB)=Lf +Amu (f,d)–G(hte)–G(hre)-GAREA (1.10) 1.3.2.1 Mô hình Okumura(tt) • L50 là giá trị thứ 50 của suy hao đường truyền • Lf là suy hao đường truyền không gian tự do. • Amu là suy giảm liên quan giữa trong khoảng tự nhiên. • G(hte) là hệ số độ lợi antenna trạm G(hre) hệ số độ lợi antenna di động • Garea là độ lợi phụ thuộc vào môi trường . 1.3.2.1 Mô hình Okumura(tt) • Đồ thị của Amu(f,d) và Garea với dải rộng của tần số ở hình 1.2 và 1.3 với G(hte) là 20 dB/decade và G(hre) là 10 dB/decade chiều cao ít hơn 3m Hình 1.6 Đường cong A(f.d) 1.3.2.1 Mô hình Okumura(tt) Hình 1.7 đường cong GARGEA 1.3.2.1 Mô hình Okumura(tt) 1.3.2.1 Mô hình Okumura(tt) ( ) 20log( ) ,1000 30 (1.11) 100 ( ) 10log ( ), 3 (1.12) 3 ( ) 20log ( ),10 3 (1.13) 3 te te re re re re re re h G h m m h G h h m h G h m h m         • Ví dụ 3: Tìm suy hao sử dụng mô hình Okumura d = 50 Km, hte = 100m,hre = 10m trong môi trường ngoại ô.Nếu trạm phát phát ra EIRP là 1KW tần số mang là 900MHz tìm công suất máy thu(biết độ lợi antenna thu là 2 ). Giải : • Suy hao đường truyền không gian tự do được tính bởi công thức 1.2 • Lf = 10 log [ λ 2/(4Π)2d2] = 10 log [0.332 /(4Π)2 (50x103)2] = 125.5 dB • Từ Amu(900 MHz (50km)) = 43 dB 1.3.2.1 Mô hình Okumura(tt) • Và GAREA = 9 dB Sử dụng (1.11) và (1.13) • G(htr ) = 20 log(hte / 200) G(htr ) = 20 log (100/200) = -6 dB • G(hre ) = 250 log (hre / 3) = 20 log(10/3) G(hre ) = 10.46 dB Ví dụ 3 (tt) 1.3.2.1 Mô hình Okumura(tt) • Áp dụng L50(dB)=LF+Amu(f,d)–G(hte)–G(hre) – GAREA = 125.5 dB + 43 dB – (-6dB) – 10.46 dB –9 dB =155.04 dB Do đó công suất máy thu là PR (d) = EIRP(dBm) – L50 (dB) + GR(dB) = 60 dBm – 155.04 dB + 3 dB = -92.04 dBm Ví dụ 3 (tt) 1.3.2.1 Mô hình Okumura(tt) 1.3.2.2 Mô hình Hata • Là mô hình mà công thức trình bày đường suy hao dữ liệu được cung cấp bởi Okumura và có hiệu lực từ 150 tới 1500MHz . • Công thức đường suy hao truyền ở khu vực đô thị như sau : 50(urban)( ) 69.55 26.16log 13.82log ( ) (44.9 6.55log )log (1.14) c te re te L dB f h a h h d       • ƒc là từ 150 tới 15000 Mhz,hte là chiều cao của antenna truyền đơn vị m dải từ 30 tới 200m,hre là chiều cao của antenna nhận đơn vị là m trong dải từ 1 tới 10m • d là khoảng cách T – R (km) và a (hre) là hệ số hiệu chỉnh chiều cao antenna di động.Hệ số hiệu chỉnh có công thức như sau : a (hre) = (1.1 log fc – 0.7)hre - (1.56 log fc -0.8) dB (1.15) 1.3.2.2 Mô hình Hata(tt) Đối với thành phố lớn a (hre) = 8.29 (log 1.54 hre ) 2 – 1.1 dB khi fc ≤ 300MHz (1.16) a (hre ) = 3.2(log 11.75 hre ) 2 – 4.97dB khi fc ≥ 300MHz (1.17) 1.3.2.2 Mô hình Hata(tt) • Thu được đường suy hao ở khu vực ngoại ô công thức Hata phổ biến là • Và đường suy hao đối với vùng nông thôn là 1.3.2.2 Mô hình Hata(tt) 2 50 50( ) (urban) 2[log( )] 5.4 (1.18) 28 cfL dB L   2 50 50( ) (urban) 4.78[log( )] 18.33log 40.94 (1.19) c c L dB L f f     1.4 Fading tỉ lệ nhỏ(small scale fading) • Tỉ lệ Fading nhỏ thường do dao động nhanh của biên độ,pha hoặc tích hợp trì hoãn của của tín hiệu vô tuyến qua thời gian ngắn hoặc khoảng cách di chuyển do đó tỉ lệ suy giảm đôi khi có thể được lờ đi . • Fading là nguyên nhân số lượng tín hiệu tới điểm thu thông qua đường khác nhau dẫn tới giảm sự ổn định của tín hiệu tổng các vetor của tín hiệu hoặc trừ đi sự duy giảm của tín hiệu,phụ thuộc vào pha và giá trị của biên độ.Tín hiệu khác nhau nhiều hơn tín hiệu chính gọi là tích hợp đường sóng (multipath waves) . 1.4 Fading tỉ lệ nhỏ(tt) • Tích hợp trong kênh vô tuyến tạo ra hiệu ứng Fading diện hẹp. • Hiệu ứng thường định nghĩa bởi nguyên nhân sau : • Thay đổi nhanh cường độ tín hiệu vượt qua khoảng cách di chuyển nhỏ . • Tần số điều biến ngẫu nhiên biến đổi đường tín hiệu khác nhau . • Thời gian phân tán (tiếng dội) nguyên nhân làm trì hoãn nhiều đường truyền. 1.4 Fading tỉ lệ nhỏ(tt) 1.4.1 Fading cực nhỏ Fading cực nhỏ quy vào dao dộng nhanh của tín hiệu nhận trong không gian,thời gian và tần số nguyên nhân do tắt phân tán giữa máy thu và máy nhận.Tín hiệu hình bao của máy nhận được Rayleigh miêu tả bởi công thức sau 1.4.1 Fading cực nhỏ • Ω là công suất trung bình máy thu và u(x) là hàm bậc như sau 2 2 ( ) ( ) (1.20) xx f x e u x    1 0 ( ) (1.21) 0 0 x u x x     1.4.1 Fading cực nhỏ(tt) • Nếu dường suy giảm giữa máy nhận và máy thu,tín hiệu hình bao không dài hơn Rayleigh và tín hiệu phân tán gọi là Ricean.Sự phân tán tín hiệu Ricean thường liên quan đến hệ số Ricean K. Tín hiệu hình bao Ricean BDF có công thức như sau: • I0 là hàm Bassel giảm bậc zero như sau : 2( 1) ( ) 0 2( 1) ( 1) ( ) (2 ) ( ) K KK KK f x e I x            2 o s d 0 0 1 ( ) 2 x CI x e       (1.22) 1.23 1.4.1 Fading cực nhỏ(tt) • Nếu hướng đường tín hiệu mất thì K= 0 và Ricean PDF rút gọn lại Rayleigh PDF . • I0(0) = 1 .Hình 1.7 kết hợp hiệu ứng đi của đường suy giảm và giảm âm cực nhỏ ở công suất máy thu trong kênh vô tuyến . 1.4.1 Fading cực nhỏ(tt) 1.4.1 Fading cực nhỏ(tt) • Chúng chú ý hình 1.7 dải trung bình giảm tín hiệu truyền tăng đều đều .Độ lệch địa phương (local deviations) trung bình tìm thấy cực nhỏ và giảm âm cực nhỏ. Hình 1.7 1.4.1 Fading cực nhỏ(tt) 1.4.1.1 Lựa chọn Fading thời gian truyền của sóng âm • Thời gian sóng âm không ổn định bởi vì chuyển động của tán xạ hoặc chuyển máy phát hoặc máy thu hoặc cả hai kết quả sóng âm truyền đi . 1.4.1.1 Lựa chọn Fading thời gian truyền của sóng âm • Giới hạn truyền đi thực tế thường biểu thị tone tần số nguyên gốc fc truyền đi hai bên có giới hạn băng thông là (fc ± fmax) .Mối quan hệ giữa các hàm của tín hiệu được đinh nghĩa bởi hàm Wiener – Khinchin . Hàm số chuyển Fourier thời gian tự động tương quan của kênh trả lời tới sóng liên tục (CV) tone là phổ công suất sóng âm ΨDo(f) với fc - fmax ≤ f ≤ f + fMax . Hình 1.8 a Hình 1.8 b 1.4.1.1 Lựa chọn Fading thời gian truyền của sóng âm(tt) • Phổ công suất sóng âm là lớp U có hình đáng được chỉ rõ và gần với mô hình Jakes.Sự thay đổi sóng âm biểu thị tín hiệu truyền bởi fd . fd = (v fcCos θ) / c (1.24) • v là tốc độ di chuyển của vật thể .θ là góc tương đối giữa vật thể di chuyển và điểm được thừa nhận của tín hiệu sóng âm.Và C là tốc độ ánh sáng .Sóng âm lớn nhất thì θ = 00 1.4.1.1 Lựa chọn Fading thời gian truyền của sóng âm • Bình phương tối thiểu (RMS) băng thông của ΨDo(f) gọi là sóng âm truyền đi có công thức như sau : __ 2( ) ( ) ( ) Do RM S Do f f f d f f f d f       1.25 Là tần số trung bình sóng âm truyền đi. Trường hợp sóng được truyền đi suy giảm là giảm tần số fd.Chúng ta gắn thời gian của kênh là : f  ( ) ( ) D o D o f f d f f f d f       (1.26) Tc = 1 / fRMS (1.27) 1.4.1.1 Lựa chọn Fading thời gian truyền của sóng âm • Tc là thời gian trễ của tín hiệu tự động tương quan có hệ số rút gon là 0.7.Phổ sóng âm của máy thu di động tốc độ di chuyển là hằng số.Mặc dù trong kênh vô tuyến cố định máy thu là tĩnh nhưng nó lại chuyển động trong môi trường.Trong trường hợp sóng âm được truyền đi như hình 1.8b. 1.4.1.1 Lựa chọn Fading thời gian truyền của sóng âm • Trong hình 1.8b phía bên trái của đồ thị biểu thị sóng âm truyền đi thấp và phía bên phải là sóng âm truyền đi ở mức cao .Mức độ cong ở chiều cao của sóng âm thay đổi theo cấp độ nhiễu.Nếu di chuyển gần di động ,sóng âm hợp thành có thể tìm thấy ở tấn số cao nhưng hình dạng sóng âm truyền đi sẽ giống nhau. 1.4.1.2 Lựa chọ Fading tần số truyền đi trì hoãn • Tỉ lệ biến đổi nhỏ của tín hiệu vô tuyến di động có thể liên quan lập tức đáp ứng xung lực kênh vô tuyến di động .Nó xuất phát từ thực tế kênh vô tuyến di động mô hình như một lọc tuyến tính với đáp ứng xung lực thời gian không ổn định,thời gian biến thiên bởi vì máy thu di chuyển trong không gian 1.4.1.2 Lựa chọ Fading tần số truyền đi trì hoãn • Lọc tự nhiên của kênh gây ra bởi tổng của biên độ và trì hoãn tổng hợp của sóng .Mặc dù vậy đáp ứng xung lực mô tả kênh bởi vì nó có thể sử dụng để dự báo và so sánh hiệu suất của hệ thống thông tin di động khác và độ rộng băng thông truyền liên quan đến kênh. 1.4.1.2 Lựa chọ Fading âm tần số truyền đi trì hoãn • So sánh nhiều đường kênh khác nhau và phát triển thiết kế một vài nguyên tắc điều khiển hệ thống vô tuyến ,thông số làm chuẩn để xác định đường kênh . • Thông số đó vượt qua giá trị trung bình trì hoãn ,trì hoãn bình phương tối thiểu truyền đi và vượt qua trì hoãn truyền đi và có thể xác định từ suất trì hoãn . được biêw diễn ở hình 1.9 1.4.1.2 Lựa chọ Fading tần số truyền đi trì hoãn Hình 1.9 ví dụ công suất trì hoãn ngoài trời 1.4.1.2 Lựa chọ fading tần số truyền đi trì hoãn • Trì hoãn quá mức trung bình (Mean excess delay) : là khoảng thời gian ngắn nhất của trì hoãn công suất ( ) ( ) k k k k k P P         1.28 • Trì hoãn bình phương tối thiểu truyền đi (RMS delay spead) : 2 2( )       1.29 2 2 ( ) ( ) k k k k k P P         Với 1.30 1.4.1.2 Lựa chọ fading tần số truyền đi trì hoãn • Trì hoãn tương đối đều đặn tín hiệu đến thứ nhất có thể dò ra tại may thu τ0=0.hàm (1.28) đến (1.30) không dựa vào mức độ công suất tuyệt đối P(τ),nhưng duy nhất tương quan biên độ hợp thành không vượt quá P(τ). 1.4.1.2 Lựa chọ Fading tần số truyền đi trì hoãn • Giá trị của trì hoãn bình phương tối thiểu truyền đi là bậc của một phần triệu giây (microseconds) trong kênh vô tuyến di động ngoài trời và là bậc 1/109 giây (nanoseconds) đối với kênh vô tuyến trong nhà 1.4.1.2 Lựa chọ Fading tần số truyền đi trì hoãn • Trì hoãn vượt qua cực đại (X dB) (Maximum excess delay) : Là thời gian trì hoãn thông qua giảm năng lượng tổng hợp các đường tới XdB dưới giá trị tối đa.nghĩa là trì hoãn vượt qua giá trị lớn nhất là τx – τ0 , τ0 là tín hiệu tới thứ nhất và τx là trì hoãn cực đại 1.4.1.2 Lựa chọ Fading tần số truyền đi trì hoãn • Kết hợp những đường không vượt qua X dB của các đường tín hiệu đến mạnh nhất hình 1.9 biểu đồ minh họa của trì hoãn vượt qua giá trị lớn nhất kết hợp nhiều đường không vượt qua 10 dB của giá trị lớn nhất.Trì hoãn vượt qua giá trị lớn nhất mang tới một ngưỡng. 1.4.1.2 Lựa chọ Fading tần số truyền đi trì hoãn • Trong thực tế giá trị ,và σλ tùy theo chọn ngưỡng nhiễu từ P(τ).Ngưỡng nhiễu thường khác nhau giữa kết hợp giữa nhiều đường máy thu và nhiễu nhiệt. • Lựa chon tần số giảm có thể mô tả gắn với độ rộng băng thông Bc .Tần số trễ rút gọn là 0.7.Chúng ta có độ rộng băng thông gắn với công thức sau : • Bc = 1 / στ (1.31) 1.4.1.3 Số đo của hệ số Rician K • Đây là một phương pháp kỹ thuật hệ số Rician K từ công suất .Chúng ta giải một ví dụ : • Ví dụ 4: tính trì hoãn quá mức trung bình ,trì hoãn RMS truyền đi và trì hoãn vượt quá giá trị lớn nhất (10dB) từ hinh 1.10.Ước lượng độ rộng băng thông của kênh. Giải Trì hoãn vượt qua giá trị cực đại là 10 dB chúng ta dò được τ10dB = 3 μsec. Áp dụng (1.28) Ví dụ 4 (tt) Hình 1.10 Multipath profile (0.01)(0) (0.01)(1) (1)(2) (0.1)(3) (0.01)(4) 2.35 2.08 sec [0.01+0.01+1+0.1+0.01] 1.13           Moment thứ 2 cho công xuất trì hoãn là Áp dụng 1.30 2 2 2 2 2 2 (0.01)(0) (0.01)(1) (1)(2) (0.1)(3) (0.01)(4) 5.07 4.49 sec [0.01+0.01+1+0.1+0.01] 1.13           Trì hoãn RMS truyền đi là : áp dụng 1.29 24.49 (2.08) 0.4 sec    Ví dụ 4 (tt) •Độ rộng Băng thông là •Áp dụng 1.31 Bc = 1/σ τ = 1/ 0.4μsec = 2.5 MHZ Hệ thống thông tin đem lại độ rộng băng thông là 2.5 MHz . Ví dụ 4 (tt) 1.4.1.4 Lựa chọn Fading không gian truyền đi • Góc truyền đi tại máy thu nói đến góc tới (AOA) của nhiều kênh tại antenna thu.Tương tự góc lệch hướng (AOD) tại máy phát nhiều kênh trong phạm vi của máy nhận gọi là góc truyền đi của máy phát . 1.4.1.4 Lựa chọn Fading không gian truyền đi • Chúng ta biểu thị AOA là θ .Thay thế τ bởi θ ta có góc truyền đi RMS là __ __ 2 2( )      2 _ _ _ 2 ( ) ( ) k k k k k P P        Với 1.32 1.33 Phổ góc nghiêng đặc trưng hình 1.8 Hình 1.11 Typical angle spectrum ( )A  1.4.1.4 Lựa chọn Fading không gian truyền đi • Góc truyền đi RMS tương tự như RMS truyền đi trì hoãn.Góc đối xứng tín hiệu tới thứ nhất dò được tại máy thu θ0 = 0 • Hàm 1.32 và 1.33 không phụ thuộc vào mức độ công xuất P(θ),nhưng duy nhất biên độ phụ thuộc vào công xuất P(θ) . • Độ rộng băng thông trong trường hợp trì hoãn .Góc truyền di là nguyên nhân lựa chọn giảm âm trong không gian.Lựa chọn giảm âm trong không gian Dc .Hệ số tương quan của giảm âm trong không gian là 0.7 1.4.1.4 Lựa chọn Fading không gian truyền đi 1.4.1.4 Lựa chọn Fading không gian truyền đi 1 c R M S D   1.34 Hệ số tương quan của giảm âm trong không gian là 0.7 Giá trị của Dc khác nhau phụ thuộc vào chiều dài của sóng từ 10 đến 16 dựa trên trạm gốc từ 3 đến 5 chiều dài của sóng di động . 1.5 Độ Fading cực nhỏ 1.5.1 Đo xung trực tiếp • Lọc thông qua tín hiệu vào có độ rộng băng thông BW = 2 / Tp .Tín hiệu khuếch đại tách sóng hình bao và đưa vào dự trữ trong Oscilloscpe.Nếu Oscilloscpe set ở mode trung bình thì sẽ thu được công suất trì hoãn trung bình của kênh 1.5.1 Đo xung trực tiếp • Thuận lợi ở đây là hệ thông không phức tạp.Trì hoãn nhỏ nhất có thể giải quyết được giữa xung rộng Tp Bởi vì lọc input băng thông rộng do đó hệ thống nhiễu lớn . 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh Hình 1.12 hệ thống đo kênh trải phổ đáp ứng xung 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh(tt) • Nếu trigger thứ nhất không có giá trị thì Giảm âm lớn hệ thống hỏng .Vấn đề ở đây là lọc input,băng thông rộng ,nhiễu đi vào hệ thống . • Trải phổ hệ thống tăng lên ý tưởng ở đây truyền đi “spead” tín hiệu mang vượt qua độ rộng băng thông với nhiễu biệt danh nhị phân PN (pseudonoise) chuỗi thời gian ở chíp Tc và tốc độ chíp Rc có giá trị là : 1 / Tc Hz. Công suất phổ của tín hiệu máy phát 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh(tt) • Tần số vô tuyến (RF) tới 0 độ rộng băng thông là • BW = 2RC (1.36) 2 sin ( ) ( ) ( ) c c c f f T s f f f          1.35 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh(tt) • Tín hiệu tại máy thu và máy phát hoạt động ngược nhau.Mặc dù vậy dãy PN tốc độ cao hơn PN ở máy thu.Điều này làm cho cửa sổ ở máy thu có tần số khác cho bởi công thức sau       1.37 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh(tt) • φ = tốc độ clock chip máy phát (Hz) • β = tốc độ clock chip máy thu (Hz) • Trộn lẫn chuỗi chip cấu thành và tăng lên .Chuỗi PN lựa chọn thuộc tính tương quan tự động tốt nhất và xuyên tâm .Dẫn tới chuỗi sẽ giảm tới tín hiệu đỉnh lớn nhất và sẽ xử lý nhiễu và truyền đi khắp nơi băng thông rộng . 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh(tt) • Vấn đề lọc input băng rộng phải chúy ý đến phương pháp .Kết quả độ lợi sau khi xử lý như công thức sau • Tp = 1/Rp là thời gian của băng thông gốc và SNR là tỉ lệ nhiễu. 22 pc out p c in TR SNR PG T T SNR    1.38 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh(tt) • Khi tín hiệu trải phổ đi vào trộn với chuỗi PN máy nhận nó chậm hơn chuỗi PN máy thu,về cơ bản giảm downconverted tới tín hiệu tần số thấp.Sau đây tỉ lệ của 2 mã yếu đến tốc độ của hàm truyền tới oscilloscope.Tín hiệu băng thông hẹp cho phép băng thông hẹp xử lý khử nhiễu .Để xử lý người ta dùng một lọc bang thông thấp (narrowband) ( BW = 2(α - β)) . 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh(tt) • Thời gian đương lượng là thời gian tương đối của nhiều kênh và hiển thị ở Oscilloscope .Tỉ lệ thời gian quan sát ở Oscilloscope là actual Propagation Time scale • Chiều dài của dãy PN phải lớn hơn chiều dài đường truyền trì hoãn dài nhất .Mặc dù vậy trì hoãn sẽ rớt. Atual Propagation Time=Observed Time / γ (1.39) 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh(tt) • Thuận lợi của hệ thống là : • Nhiễu Passband được bỏ đi • Máy truyền và máy nhận được đồng bộ hóa khử Sliding corelator • Độ nhạy điều chỉnh thay đổi thừa số trượt và lọc băng rộng postcorrelator • Công suất truyền có thể thấp nhiều hơn so với hệ thống xung một chiều bởi vì cố hữu “processing gain” của trải phổ hệ thống . 1.5.2 Trải phổ tương quan kênh âm thanh(tt) • Bất lợi là : • Giá trị đo không là thời gian thực khác xung một chiều bởi vì nó biên dịch code PN . • Thời gian đo ở kênh rất cao • Đo pha không hợ lý bởi vì dò không rõ .Hơn nữa nếu dò rõ thì thời gian quyét của tín hiệu trải phổ gây ra trì hoãn . 1.5.3 Âm thanh trong miền Tần số Hình 1.10 Hệ thống đo kênh đáp ứng xung trong miền tần số 1.5.3 Âm thanh trong miền Tần số • Hình .10 chúng ta thấy hệ thống đo kênh đáp ứng xung trong miền tần số . • Phương pháp khai thác hai mối quan hệ giữa miền tần số và miền thời gian .Trong trường hợp chúng ta đo được kênh trong miền tần số thì biến đổi nó sang miền đáp ứng xung thời gian .Bằng biến đổi fourier nghịch rời rạc (IDFT) .Máy phân tích mạng vector điều khiển tạo ra nhiều tần số quét 1.5.3 Âm thanh trong miền Tần số • Ước S21(ω) là ước số của dòng tín hiệu từ antenna truyền tới antenna nhận.Co cấu kỹ thuật tốt và cung cấp gián tiếp những biên độ và pha thông tin trong miền thời gian .Mặc dù vậy phải cẩn thận kiểm tra để đạt được kết quả và đường truyền đồng bộ cao giữa máy thu và máy nhận ,phương pháp này chỉ phù hợp với kênh đo trong nhà 1.6 Antenna đa năng 1.6.1.1 Kết hợp lựa chọn Đây là phương pháp kết hợp đơn giản nhất MR là hệ thống nhận .Trong phương pháp này chúng ta chọn tín hiệu tới đi vào mỗi antenna MR có chiều cao nhất tức thời SNR là ký hiệu giữa hai khoảng thời gian .Output của kết hợp như nhau cho tín hiệu đến tốt nhất . Ưu điểm ở đây phương này không phụ thuộc thêm vào chuỗi RF nhận .Trong thực tế cường độ tín hiệu lớn [ tín hiệu với số truyền cao nhất (S + N )/N ] bởi vì nó khác SNR đơn . 1.6 Antenna đa năng 1.6.1.1 Kết hợp lựa chọn • MR độc lập kênh Rayleigh fading có hiệu lực tại máy thu .Mỗi khênh gọi là nhánh đa năng .Cho mỗi nhánh có SNR trung bình , η • __ 2 0 0 ( )s si E E E h N N    1.40 1.6.1.1 Kết hợp lựa chọn • Nếu nhánh là tức thời SNR = thì • Xác suất SNR tại Antenna thu thấp hơn ngưỡng v 2 0 , 1, 2,....,si R E h i M N      0 ( ) ii P f      1.41 i 1.6.1.1 Kết hợp lựa chọn • ƒyi(α) biểu thị hàm mật độ xác suất của γi .Nếu MR là antenna thu độc lập thì sác xuất toàn bộ SNR với ngưỡng v là • Và MR giảm đi . CDF biến thiên ngẫu nhiên RM( ,..., ) [ P( )] Ri M i P v        1.42 __ 1ax{ ,..., }RMm   1.43 1.6.1.1 Kết hợp lựa chọn • Ví dụ 5: cho 4 nhánh đa năng , mỗi nhánh máy là tín hiệu Rayleigh fadingnhận độc lập .Nếu SNR trung bình là 20dB ,dò được sác xuất SNR dưới 10dB .So sánh với trường hợp tín hiệu nhận không có đa năng . Giải : • Kênh Rayleigh fading ,biên độ giảm âm α có phân bố Rayleigh ,do đó công suất giảm âm α2 cho nên X có phân tán bình phương với hai bậc tự do • là giá trị trung bình của SNR .Nếu mỗi nhánh có SNR = Es thì PDF của γi là __1 ( ) , 0 X P X e X   __ 0( / )sE N 1.6.1.1 Kết hợp lựa chọn(tt) 1.6.1.1 Kết hợp lựa chọn(tt) • Γ là trung bình SNR mỗi nhánh ,sác xuất tín hiệu mỗi nhánh có SNR tức thời giảm hơn ngưỡng v __1 ( ) , 0 i i ip e      i i 0 0 1 [ ] = p( ) 1 i i ip d e d e                   • Bởi vì • Áp dụng • Với v = 10 dB , Γ = 20 dB và • v / Γ = 0.1 • Kênh SISO , MR = 1. R - M 1[ ,..., ] = (1 - e )RMp      0.1 4 4 (10 ) (1 ) 0.000082P dB e    0.1 1 1(10 ) (1 ) 0.095P dB e    1.6.1.1 Kết hợp lựa chọn(tt) • Đây là phương pháp kết hợp đơn giản nhất MR là hệ thống nhận .Trong phương pháp này chúng ta chọn tín hiệu tới đi vào mỗi antenna MR có chiều cao nhất tức thời SNR là ký hiệu giữa hai khoảng thời gian .Output của kết hợp như nhau cho tín hiệu đến tốt nhất .Ưu điểm ở đây phương này không phụ thuộc thêm vào chuỗi RF nhận • Trong thực tế cường độ tín hiệu lớn [ tín hiệu với số truyền cao nhất (S + N )/N ] bởi vì nó khác SNR đơn • MR độc lập kênh Rayleigh fading có hiệu lực tại máy thu .Mỗi khênh gọi là nhánh đa năng .Cho mỗi nhánh có SNR trung bình , η __ 2 0 0 ( )s si E E E h N N    1.40 • Nếu nhánh là tức thời SNR = γi thì • Xác suất SNR tại Antenna thu thấp hơn ngưỡng v 2 0 , 1, 2,....,si R E h i M N      0 ( ) ii P f      (1.40) (1.41) • ƒyi(α) biểu thị hàm mật độ xác suất của γi.Nếu MR là antenna thu độc lập thì sác xuất toàn bộ SNR với ngưỡng v là • Và MR giảm đi . CDF biến thiên ngẫu nhiên RM( ,..., ) [ P( )] Ri M i P v        1.42 __ 1ax{ ,..., }RMm   1.43 • Ví dụ 5: cho 4 nhánh đa năng , mỗi nhánh máy là tín hiệu Rayleigh fadingnhận độc lập .Nếu SNR trung bình là 20dB ,dò được sác xuất SNR dưới 10dB .So sánh với trường hợp tín hiệu nhận không có đa năng . • Giải : • Kênh Rayleigh fading ,biên độ giảm âm α có phân bố Rayleigh ,do đó công suất giảm âm α2 cho nên X có phân tán bình phương với hai bậc tự do . 1.6.1.1 Kết hợp lựa chọn(tt) • là giá trị trung bình của SNR .Nếu mỗi nhánh có SNR = Es thì PDF của γi là • Γ là trung bình SNR mỗi nhánh ,sác xuất tín hiệu mỗi nhánh co SNR tức thời giảm hơn ngưỡng v __1 ( ) , 0 X P X e X  __ 0( / )sE N __1 ( ) , 0 i i iP e      Ví dụ 5 (tt) Bởi vì : Áp dụng i i 0 0 1 [ ] = p( ) 1 i i ip d e d e                   R - M 1[ ,..., ] = (1 - e )RMp      0.1 4 4(10 ) (1 ) 0.000082P dB e    Ví dụ 5 (tt) • Với v = 10 dB , Γ = 20 dB • và v / Γ = 0.1 • Kênh SISO , MR = 1 0.1 1 1 (10 ) (1 ) 0.095P dB e    Ví dụ 5 (tt) 1.6.1.2 Kết hợp tỉ lệ lớn nhất • Kết hợp tỉ lệ lớn nhất (MRC) tín hiệu của toàn bộ nhánh MR nhánh trọng lượng phụ thuộc vào nỗi SNRs. Ở đây mỗi tín hiệu cần dem lại nhiều pha thẳng hàng trước khi cộng .Đưa đến mỗi máy nhận RF rộng .Nếu tín hiệu là ri từ mỗi nhánh và mỗi nhánh có dộ lợi Gi thì 1 R R M M i i i r G r    (1.44) • Ri = hi si + vi , si =2Es là tín hiệu truyền ,vi là nhiễu mỗi nhánh với mật độ phổ 2N0 và hi là hệ số kênh. • Bởi vậy từ 1.44 • Mật độ trải phổ công suất của nhiễu sau MRC là 1 1 R R R M M M i i i i i i i r G h s G v      1.45 2 0 1 2 RM v i i S N G    1.46 1.6.1.2 Kết hợp tỉ lệ lớn nhất(tt) • Tín hiệu năng lượng tức thời là • Kết quả SNR đem lại 2 1 2 RM s i i i E G h   1.47 2 1 2 0 1 R R R M s i i i M M i i E G h N G       1.48 1.6.1.2 Kết hợp tỉ lệ lớn nhất(tt) • Từ bất đẳng thức cauchy – Schwartz ta có • Nếu Gi =hi 2 2 2 1 1 1 R R RM M M i i i i i i i a b a b       1.49 2 10 R R M s M i i E G N     1.50 1.6.1.2 Kết hợp tỉ lệ lớn nhất(tt) • Chúy ý là SNRs mỗi antenna (1.50) không hơn tổng của SNRs với mỗi antenna .Trung bình γMr coa thể lớn hơn nếu SNRs tức thời nhỏ Hiệu suất của MRC như hình 1.11 2 0 s iE G N 1.6.1.2 Kết hợp tỉ lệ lớn nhất (tt) Hình 1.11 tỉ lệ lỗi hiệu suất MRC 1.6.1.2 Kết hợp tỉ lệ lớn nhất 3.6 Kết luận • Như vậy chúng ta đã khảo sát kênh SIMO với một antenna truyền và nhiều antenna nhận . Nếu nhiều antenna truyền và nhiều antenna nhận (Chanel MIMO) hoặc nhiều antenna truyền và một antenna nhận (Chanel MISO) sễ được giưới thiệu ở chương sau . Xin chân thành cảm ơn sự quan tâm theo dõi của thầy và các bạn.