Thiết kế anten vi dải băng rộng và đa dải tần

Bộ phối hợp trở kháng liên tục Klopfenstein [4] (a). Sự biến đổi của trở kháng theo z (b). Đáp ứng biên độ của hệ số phản xạ Γ(θ) 2.4.4. Tiêu chuẩn Bode – Fano Chúng ta sẽ giới hạn các thảo luận đối với mạch trong hình 2.1, ở đó mạng phối hợp trở kháng không tổn hao được sử dụng để phối hợp một tải phức bất kỳ trên toàn băng thông của nó. Chúng ta có thể đặt ra mấy câu hỏi sau đây: ¾ Chúng ta có thể đạt được phối hợp trở kháng hoàn hảo không (hệ số phản xạ bằng 0) trên toàn băng thông xác định? Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 46 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến ¾ Nếu không đạt được phối hợp trở kháng hoàn hảo, thì chúng ta có thể phối hợp trở kháng tốt tới mức nào? Đâu là sự thoả hiệp giữa Гm, sự phản xạ cực đại có thể cho phép trong dải truyền và băng thông? ¾ Mạng phối hợp trở kháng phải phức tạp đến mức nào để thoả mãn các tiêu chuẩn cho trước? Các câu hỏi này có thể được trả lời bởi tiêu chuẩn Bode – Fano (chỉ phù hợp với một số loại trở kháng tải nhất định). Tiêu chuẩn này chỉ ra: giới hạn nhỏ nhất (về lý thuyết) biên độ của hệ số phản xạ có thể đạt được đối với một mạng phối hợp trở kháng bất kỳ. Do đó, tiêu chuẩn Bode – Fano thể hiện kết quả tối ưu có thể đạt được một cách lý tưởng, và dù kết quả như vậy trong thực tế chỉ là xấp xỉ. Tuy nhiên, các kết quả tối ưu như vậy luôn quan trọng, bởi vì chúng đưa ra giới hạn trên về hiệu suất và cung cấp một điểm chuẩn để mà các thiết kế thực tế có thể so sánh. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 47 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến THIẾT KẾ ANTEN DẸT CẤU TRÚC XOẮN, TIẾP ĐIỆN DÙNG ĐƯỜNG TRUYỀN VI DẢI CHƯƠNG 3 Tóm tắt Khóa luận tập trung thiết kế một anten đơn cực phẳng phù hợp cho ứng dụng trong các thiết bị cầm tay di động (mobile hanset). Anten bao gồm một bộ phát xạ hình chữ nhật bị xẻ bởi các rãnh uốn khúc tạo thành 3 nhánh, trong đó 2 nhánh cộng hưởng và 1 nhánh điều chỉnh. Anten được in trên chất nền FR4 và được tiếp điện bởi một đường vi dải 50 Ω. Anten này có thể hoạt động trong các dải tần GSM, DCS, PCS, UTMS và WLAN với hệ số sóng đứng VSWR nhỏ hơn 2.5. Chương này sẽ trình bày chi tiết phương pháp thiết kế từng thành phần của anten như: thành phần bức xạ, bộ phối hợp trở kháng dải rộng, đường vi dải 50 Ohm. 3.1. Giới thiệu Sự phát triển nhanh cóng của các hệ thống truyền thông không dây hiện đại kéo theo xu hướng thiết kế các anten nhiều băng tần và anten băng rộng hoặc các anten có cả hai tính chất này. Có rất nhiều hình dạng anten khác nhau đã được nghiên cứu dành cho các thiết bị cầm tay di động, chẳng hạn như: anten hình F ngược phẳng (PIFA, Planar Inverted-F Antenna), anten dây phẳng và anten đơn cực phẳng. PIFA có kích thước tương đối nhỏ, nhưng băng thông của nó khá hẹp, và chiều cao từ anten tới mặt phẳng đất phải đủ thì mới đạt được hiệu suất có thể chấp nhận được. Anten dây phẳng cho băng thông lớn hơn, nhưng nó lại có kích thước lớn nên không phù hợp cho các ứng dụng di động. Các anten đơn cực phẳng có các ưu điểm hơn như: kích thước nhỏ, băng thông đủ lớn cho các ứng dụng di động và thỏa mãn yêu cầu về giản đồ bức xạ. Tuy nhiên, cấu trúc của các anten đơn cực lại là cấu trúc 3D thay vì 2D, điều này làm tăng sự khó khăn trong sản xuất và giá thành. Trong khóa luận này, một anten đơn cực phẳng với cấu trúc 2D được thiết kế. Cả cấu trúc và các tham số của cấu trúc đều được điều chỉnh một cách cẩn thận để đạt được yêu cầu cộng hưởng ở nhiều tần số (đa cộng hưởng), băng thông đủ và convenient profile. Anten có 3 nhánh và được in trên một tấm điện môi. Trước tiên, 2 nhánh được thiết kế để cộng hưởng ở 2 tần số nhất định, và sau đó nhánh thứ 3 được thêm vào để điều chỉnh tần số cộng hưởng cho phù hợp với các dải tần mong muốn. Với diện tích nhỏ 36 x 15 mm2, anten đáp ứng yêu cầu của các chuẩn truyền thông sau: GSM (Global System for Mobile communications, 890 MHz – 960 MHz), DCS (Digital Communication System, 1710 MHz – 1880 MHz), PCS (Personal Communication Services, 1850 MHz – 1990 MHz), UTMS (Universal Mobile Telecommunication System, 1920 MHz – 2170 MHz) và WLAN (Wireless Local Area Network, 2400 MHz – 2484 MHz). Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 48 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Hình 3.1. Hình dạng của anten được thiết kế trong khóa luận 3.2. Thiết kế thành phần bức xạ Hình dạng tổng thể của anten mà khoá luận thiết kế được thể hiện trong hình 3.1 và thành phần bức xạ được thể hiện trong hình 3.2 dưới đây. Hình 3.2. Thành phần bức xạ của anten Thành phần bức xạ đơn cực phẳng chiếm diện tích là 36 x 15 mm2, và được in trên chất nền FR4 dày 0.8 mm (hằng số điện môi tương đối là 4.4). Tấm điện môi này được dùng phổ biến để làm các mạch PCB cho điện thoại di động. Chất nền (lớp điện môi) rộng 36 mm và dài 75 mm. Ở mặt sau của tấm điện môi, mặt phẳng đất được in có chiều rộng 36 mm và chiều dài 60 mm. Thành phần bức xạ đơn cực được tiếp điện bởi một đường vi dải 50 Ω như được chỉ ra trong hình 3.1. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 49 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Thành phần bức xạ chính (patch) ban đầu có dạng hình chữ nhật. Bằng cách xẻ một rãnh uốn khúc trên thành phần bức xạ ban đầu tạo ra 3 nhánh, trong đó nhánh cộng hưởng thứ nhất là nhánh dài hơn, nhánh cộng hưởng thứ hai là nhánh ngắn hơn và nhánh điều chỉnh (nhánh thứ ba) với các kích thước chi tiết được chỉ ra trong hình 3.3. Hình 3.3. Kích thước chi tiết thành phần bức xạ của anten Ta mong muốn anten hoạt động tại 2 dải tần (dải thứ nhất cho GSM và dải thứ hai gồm 4 dải gần nhau là DCS, PCS, UTMS và WLAN), do đó thiết kế ban đầu chỉ có 2 nhánh cộng hưởng (không có nhánh thứ ba). Chiều dài của nhánh dài hơn tính từ điểm tiếp điện tới đầu cuối của nhánh cộng hưởng thứ nhất là khoảng 75 mm. Giá trị này rất gần với ¼ bước sóng tại tần số 900 MHz trong không gian tự do. Cũng nên chú ý rằng, tần số cộng hưởng phụ thuộc cả vào chiều dài của nhánh và chiều rộng của đầu cuối. Theo cách tương tự, chiều dài của nhánh cộng hưởng thứ hai tính từ điểm tiếp điện tới đầu cuối của nó là khoảng 35 mm, xấp xỉ ¼ bước sóng tại tần số 2 GHz. Độ dài 2 nhánh cộng hưởng được chọn ngắn hơn so với ¼ bước sóng cộng hưởng được chọn. Lý do chính là một số tồn tại trong thực tế của chất nền sẽ thu ngắn bước sóng cộng hưởng. Anten với chỉ 2 nhánh cộng hưởng 1 và 2 có khả năng hoạt động ở 2 dải tần. Tuy nhiên, băng thông lại chưa đủ để bao phủ tất cả 5 dải tần được liệt kê ở trên, đặc biệt là dải WLAN (kết quả mô phỏng được thể hiện trong chương sau). Do đó, nhánh điều chỉnh (nhánh thứ ba) được thêm vào tại một vị trí thích hợp trên nhánh cộng hưởng thứ nhất. Các kết quả mô phỏng chỉ ra rằng, bằng cách điều chỉnh cẩn thận các kích thước của nhánh thứ ba, các mode cộng hưởng cơ bản và bậc cao hơn của nhánh cộng hưởng thứ nhất có thể được điều chỉnh tới tần số mong muốn. Theo dữ liệu mô phỏng, tần số cộng hưởng của mode cơ bản được giảm từ 900 MHz xuống 870 MHz. Đối với mode bậc cao hơn, tần số cộng hưởng thay đổi từ lớn hơn 3 GHz xuống khoảng 2.3 GHz. Do đó, anten khi có đủ 3 nhánh có thể hoạt động ở cả 5 dải tần GSM/DCS/PCS/UTMS/WLAN. 3.3. Thiết kế thành phần phối hợp trở kháng dải rộng 3.3.1. So sánh một số bộ phối hợp trở kháng dải rộng Trong phần này, ta đưa ra một ví dụ về thiết kế bộ phối hợp trở kháng dải rộng. Sau đó vẽ đồ thị biến đổi của Z(z) và ( )θΓ để so sánh. Ví dụ: Thiết kế bộ phối hợp trở kháng liên tục Thiết kế bộ phối hợp trở kháng liên tục dạng tam giác, dạng hàm mũ và dạng Klopfenstein (với Гm = 0.02) để phối hợp tải 50 Ω với đường truyền 100 Ω. Vẽ sự biến đổi trở kháng Z(z) theo z và biên độ của hệ số phản xạ theo βL. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 50 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Giải Bộ phối hợp trở kháng dạng tam giác: Từ (2.14), sự biến đổi của trở kháng Z(z) theo z là: với ⎪⎩ ⎪⎨⎧= −− 022 0 2 /ln)1/2/4( /ln)/(2 0 0)( ZZLzLz ZZLz L L eZ eZ zZ 2/0 Lz ≤≤ với LzL ≤≤2/ Với Z0 = 100 Ω và ZL = 50 Ω. Đáp ứng biên độ của hệ số phản xạ được cho bởi (2.16): 2 0 2/ )2/sin(ln 2 1|)(| ⎥⎦ ⎤⎢⎣ ⎡ ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛=Γ L L Z Z L β βθ Bộ phối hợp trở kháng dạng hàm mũ: Từ (2.11) ta có: zeZzZ α0)( = , trong đó 0 < z < L với LZZL L /693.0/ln)/1( 0 ==α . Đáp ứng biên độ của hệ số phản xạ được cho bởi (2.13): L LZZ L β βθ sin 2 /ln |)(| 0=Γ Bộ phối hợp trở kháng Klopfenstein: Sử dụng (2.20) cho Г0: 346.0ln 2 1 00 0 0 =⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛≈+ −=Γ Z Z ZZ ZZ L L L Và sử dụng (2.21) cho A ta có: 543.3 002.0 346.0coshcosh cosh 1010 =⎟⎠ ⎞⎜⎝ ⎛=⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ Γ Γ=⇒Γ=Γ −− m m AA Biểu thức của Z(z) có thể tính được theo (2.17). Đáp ứng biên độ của hệ số phản xạ được cho bởi (2.19): A AL cosh )(cos |)(| 22 0 −Γ=Γ βθ Dải truyền đối với bộ phối hợp trở kháng Klopfenstein được định nghĩa với: βL > A = 3.543 = 1.13π. Hình 3.4.a,b thể hiện sự biến đổi trở kháng (theo z/L) và đáp ứng biên độ của hệ số phản xạ (theo βL) đối với 3 loại bộ phối hợp trở kháng trên. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 51 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến (a) (b) Hình 3.4. Đồ thị cho ví dụ trên [4] (a). Sự biến đổi của Z(z) của bộ phối hợp dạng tam giác (T), hàm mũ (E) và Klop (K) (b). Đáp ứng biên độ - tần số của hệ số phản xạ cho 3 loại bộ phối trên Ta dễ dàng nhận thấy rằng, bộ phối hợp trở kháng Klopfenstein cho đáp ứng mong muốn |Г| = 1.13π thấp hơn so với 2 bộ phối hợp trở kháng kia. Trong dải thông của bộ phối hợp trở kháng Klopfenstein, đáp ứng biên độ có các đỉnh bằng nhau. 3.3.2. Lựa chọn bộ phối hợp trở kháng dải rộng Trong khóa luận này ta lựa chọn bộ phối hợp trở kháng dạng tam giác. Do hình dạng của nó dễ dàng thực hiện được bằng phương pháp thủ công. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 52 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến 3.4. Thiết kế đường truyền vi dải 50 Ω 3.4.1. Thiết kế với Ansoft Designer 2.0 Chúng ta sẽ xác định độ rộng (W) của một đường truyền vi dải có trở kháng đặc trưng Z0 = 50 Ω, hằng số điện môi chất nền εr = 4.4 (FR4-epoxy), chiều cao chất nền h = 0.8 mm, độ dày lớp đồng là t = 0.034 mm. Các bước thiết kế lần lượt như sau: 1. Khởi động Ansoft Designer 2.0 2. Từ menu Project, chọn Insert Planar EM Design… Sau đó cửa sổ Choose Layout Technology xuất hiện cho phép bạn chọn Layout. 3. Ta chọn MS-FR4(Er=4.4) 0.060 inch, 0.5 oz copper. Sau đó nhấn Open. 4. Cửa sổ thiết kế xuất hiện, cho phép bạn thực hiện các thao tác thiết kế. Từ menu Layout, ta chọn Layers, chọn tab Stackup để sửa đổi các thông số của đường truyền như hình 3.5 sau: Hình 3.5. Thiết lập các thông số của đường truyền 5. Ta sẽ ước lượng độ rộng (W) của đường truyền vi dải. Từ menu Planar EM, ta chọn Estimate. Cửa sổ Estimate xuất hiện, với tab mặc định là Tline. Hình 3.6. Ước lượng độ rộng W của đường truyền vi dải Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 53 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Nhập trở kháng đặc trưng của đường truyền vào phần “Estimate Parameters” và nhấn Calculate. Ansoft Designer cho kết quả W = 1.526 mm như trong hình 3.6. 3.4.2. Thiết kế dựa vào lý thuyết đường truyền vi dải Đường truyền phẳng (planar transmission line) là thành phần tạo nên mạng tiếp điện vi dải và các anten mạch in. Anten có thể được tiếp điện bởi nhiều loại đường truyền khác nhau, như là các bộ chia công suất, bộ dịch pha, bộ suy giảm, … Có nhiều phương pháp số đã được giới thiệu mô hình hóa đường truyền vi dải, và các phương pháp này sử dụng một số lượng lớn phép tính toán học. Ở đây, ta đưa ra các biểu thức có độ chính xác phù hợp với các loại sai số khác nhau, chẳng hạn như: dung sai trong các tham số vi dải (εr, h và W) và sai số do phép đo. Các biểu thức sẽ được thể hiện bao gồm: trở kháng đặc trưng, bước sóng, mất mát trên đường truyền, công suất cho phép (power handling capability) và hệ số phẩm chất Q. Mode chiếm ưu thế trên đường truyền vi dải là mode quasi-TEM. Ta sử dụng phép phân tích quasi-static cho một cấu trúc truyền dẫn để xác định dung kháng C trên mỗi đơn vị chiều dải đường truyền. Sau đó, giá trị này được sử dụng để xác định trở kháng đặc trưng (Z0) và hằng số điện môi hiệu dụng của đường truyền (εre) bằng cách sử dụng các quan hệ dưới đây: 10 )( −= aCCcZ (3.1) εre = C/Ca (3.2) Trong đó, Ca là dung kháng trên mỗi đơn vị chiều dài của đường truyền vi dải khi lớp điện môi được thay thế bằng không khí và c là vận tốc ánh sáng trong chân không. 3.4.2.1. Trở kháng đặc trưng Z0 Giả sử độ dày của lớp đồng dẫn điện t = 0. Trở kháng đặc trưng của một đường truyền vi dải được xác định như sau: )/41/ln( 2 2 1 0 0 uuFZ re ++= επ η (3.3) Trong đó: })/666.30(exp{)62(6 7528.01 uF −−+= π Ω= πη 1200 hWu /= Hằng số điện môi hiệu dụng: abrrre u −+−++= )101( 2 1 2 1 εεε (3.4) Trong đó: ⎪⎭ ⎪⎬ ⎫ ⎪⎩ ⎪⎨ ⎧ ⎟⎠ ⎞⎜⎝ ⎛++ ⎭⎬ ⎫ ⎩⎨ ⎧ + ++= 3 4 24 1.18 1ln 7.18 1 432.0 )52/(ln 49 11 u u uua 053.0 3.0 9.0 564.0 ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ − −= r rb ε ε Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 54 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Hình 3.7. Hình dạng đường truyền vi dải và mô hình dẫn sóng phẳng tương ứng Ở đây, W là chiều rộng của dải dẫn điện, h là độ dày của chất nền điện môi, và εre là giá trị hằng số điện môi hiệu dụng tại tần số zero của đường vi dải. Sai số tương đối lớn nhất của Z0 theo công thức (3.3) nhỏ hơn 1%. Độ chính xác của biểu thức cho εre nhỏ hơn 0.2% đối với các chất nền có εre <= 128 và 0.01 <= u <= 100. Đối với 91.890 >reZ ε , và A > 1.52, ta có: 2)2exp( )exp(8 −= A A h W (3.5) Đối với 91.890 <reZ ε và A<= 1.52, ta có: ⎭⎬ ⎫ ⎩⎨ ⎧ ⎥⎦ ⎤⎢⎣ ⎡ −+−−+−−−= rr r BBB h W εε ε π 61.039.0)1ln( 2 1)12ln(12 (3.6) Trong đó: ⎭⎬ ⎫ ⎩⎨ ⎧ ++ −+⎭⎬ ⎫ ⎩⎨ ⎧ += rr rrZA εε εε 11.023.0 1 1 2 1 60 2/1 0 rZ B ε π 0 260= Một lần nữa, độ chính xác của (3.5) và (3.6) đạt tới nhỏ hơn 1%. Ảnh hưởng của độ dày dải kim loại dẫn điện t tới trở kháng đặc trưng Z0 có thể được kể đến bằng cách thay thế u bằng u’ trong công thức (3.3), trong đó u’ được định nghĩa như sau : ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ ++= )517.6(coth)/( )1exp(41ln1 20 ' uhth tuu π với εr = 1 (3.7a) ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ −+ −+= 1cosh 11 2 0 ' ' r z uuuu ε với εr > 1 (3.7b) Dựa vào các phương trình trên đây, trở kháng đặc trưng và hằng số điện môi hiệu dụng của một đường vi dải với t > 0 và εr > 1 được cho bởi công thức sau : (3.8a) )( '00 zt uZZ = (3.8b) )( 'zreret uεε = 3.4.2.2. Bước sóng trên đường vi dải λ Bước sóng trên đường vi dải được yêu cầu để thiết kế các mạch vi dải và các anten vi dải. Nó được định nghĩa như sau : Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 55 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến f pυλ = (3.9) Trong đó, f là tần số hoạt động, và pυ là vận tốc pha trên đường vi dải, và được cho bởi : )( f c re p ευ = (3.10) Và c là vận tốc ánh sáng. Giá trị εre(f) luôn nhỏ hơn hằng số điện môi εr của chất nền. Từ (B.9) và (B.10) ta có : )( 0 freε λλ = (3.11) Trong đó, λ0 là bước sóng trong không gian tự do. Hằng số điện môi hiệu dụng εre(f) được cho bởi : )(1 )( fP f rerrre + −−= εεεε (3.12a) Trong đó : ( ){ } 5763.14321 1844.0)( nfPPPPfP += { } )7513.8exp(065683.0)00157.01/(525.06315.027488.0 201 ufuP n −−+++= { })03442.0exp(133622.02 rP ε−−= { }])7.38/(exp[1)6.4exp(0363.0 97.43 nfuP −−−= { }])916.15/(exp[175.21 84 rP ε−−+= hkmmHzGfhfn 0713.47).( == (3.12b) Tần số f tính theo GHz và độ dày h tính theo mm. Độ chính xác của (3.12a) khoảng 0.6% khi tần số tới tận 60 GHz với 13.0/0,100/1.0,201 0 ≤≤≤≤≤≤ λε hhWr . Mô hình dẫn sóng phẳng Mô hình dẫn sóng phẳng của một đường vi dải đã được phát triển để phân tích những chỗ bất liên tục trong các mạch vi dải. Từ đó, nó được sử dụng trong nhiều ứng dụng khác. Đối với mô hình dẫn sóng phẳng, đường vi dải được mô hình hóa như một dẫn sóng có 2 bản dẫn điện song song và chiều dài hữu hạn, với các vật dẫn từ lí tưởng ở các mặt xung quanh và các vật dẫn điện lí tưởng ở mặt trên và mặt dưới của dẫn sóng. Cấu hình này được thể hiện trong hình 3.7. Dẫn sóng có độ cao h bằng với độ dày của chất nền vi dải. Dẫn sóng được lấp đầy bởi một điện môi có hằng số điện môi tương đối εre. Điều này đảm bảo rằng, dẫn sóng phẳng và đường vi dải tương ứng có cùng vận tốc pha. Độ rộng bản đối với dẫn sóng là We được xác định để đảm bảo rằng cả dẫn sóng và đường vi dải đều có cùng trở kháng đặc trưng Z0 là : ere W hZ ε η0 0 = (3.13) Một biểu thức đối với độ rộng hiệu dụng We là một hàm của các tham số vật lý của đường vi dải có thể được xác định bằng cách so sánh (3.3) và (3.13). Hằng số điện môi Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 56 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến hiệu dụng εre có thể nhận được hoặc là từ (3.4) hoặc là từ (3.12). Biểu thức We phụ thuộc vào tần số là : 2 1 )/(1 )0( )( c e e ff WWWfW + −+= (3.14) Trong đó We(0) là giá trị We khi sử dụng phép phân tích quasi-static được định nghĩa trong (3.13) và fc1 là tần số cắt của mode TE10 trong mô hình dẫn sóng phẳng : ree c W cf ε)0(21 = (3.15) Giá trị phụ thuộc tần số của trở kháng đặc trưng Z0(f), dựa trên mô hình dẫn sóng phẳng, được định nghĩa như sau : )()( )( 00 fW h f fZ ereε η= (3.16) 3.4.2.3. Công suất cho phép trung bình Pav Công suất cho phép trung bình (average power handling capability, APHC) của một đường vi dải được quyết định bởi sự tăng nhiệt độ của dải dẫn điện và chất nền điện môi. Các tham số tham gia vào các phép tính toán khả năng lưu giữ năng lượng trung bình là các tham số mất mát trên đường truyền, nhiệt dẫn suất của vật liệu chất nền, diện tích bề mặt của dải dẫn điện và nhiệt độ. Do đó, các chất nền điện môi với mất mát bề mặt thấp (low-loss tangent) và nhiệt dẫn suất lớn sẽ làm tăng khả năng lưu giữ năng lượng trung bình của đường vi dải. Năng lượng trung bình cực đại đối với một đường vi dải cho trước có thể được tính toán từ công thức : T TT P ambav ∆ −= max (3.20) Với gia số nhiệt độ là : )/( )(2 2303.0 WC fWWK hT o e d e c ⎟⎟⎠ ⎞ ⎜⎜⎝ ⎛ +=∆ αα (3.21) Trong đó, We được định nghĩa ở (3.13) và : 2)/(1 )( p e e ff WWWfW + −+= (3.22) h Zf p 0 0 2µ= (3.23) Tmax : nhiệt độ lớn nhất cho phép đối với chất nền Tamb : nhiệt độ môi trường xung quanh (ambient) αc (dB/đơn vị chiều dài) : mất mát do vật dẫn trên dải dẫn điện αd (dB/đơn vị chiều dài) : mất mát do điện môi của chất nền K = nhiệt dẫn suất của vật liệu chất nền Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 57 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Các đặc tính của các chất nền khác nhau được đưa ra trong bảng 3.1. Đối với polystyrene, nhiệt độ lớn nhất cho phép là 1000, trong khi các điện môi còn lại đều có nhiệt độ lớn nhất cho phép lớn hơn 1000. Với Tmax = 1000, Tamb = 250 và Z0 = 50 Ω, giá trị của APHC đối với các chất nền khác nhau tại 2 GHz và 10 GHz được tính toán và được liệt kê trong cùng bảng. Trong các điện môi xem xét, APHC thấp nhất ở điện môi polystyrene và cao nhất ở điện môi BeO. Bảng 3.1 : Các đặc tính của các chất nền điện môi khác nhau và APHC Vật liệu ε tanδ ở 10 GHz K (W/cm/0C) Độ bền (kV/cm) APHC ở 2.0 GHz APHC ở 10.0GHz Polystyrene 2.53 4.7x10-4 0.0015 280 0.321 0.124 Thạch anh 3.8 1.0x10-4 0.01 10x103 1.200 0.523 Si (ρ=103Ω-cm) 11.7 50x10-4 0.9 300 3.19 2.23 GaAs(ρ=107Ω-cm) 12.3 16x10-4 0.3 350 3.55 1.47 Ngọc bích 11.7 1x10-4 0.4 4x103 11.65 5.10 Alumina 9.7 2x10-4 0.3 4x103 12.12 5.17 BeO 6.6 1x10-4 2.5 - 174.5 75.7 3.4.2.4. Công suất cho phép tối đa Pp Việc tính toán công suất cho phép tối đa của đường vi dải phức tạp hơn. Điện áp đỉnh có thể đặt vào đường vi dải mà không gây ra đánh thủng điện môi xác định công suất cho phép tối đa (Peak Power Handling Capability, PPHC). Nếu Z0 là trở kháng đặc trưng của đường vi dải và V0 là điện áp cực đại mà đường vi dải có thể chịu đựng được, năng lượng cực đại được cho bởi: Pp = V02/(2Z0) (3.24) Các chất nền dày có thể chịu đượng điện áp cao hơn. Do đó, các đường truyền có trở kháng đặc trưng thấp và các đường truyền có chất nền dày sẽ cho công suất cho phép tối đa lớn hơn. Cường độ trường cực đại cho vật liệu điện môi (dielectric strength) của vật liệu chất nền, cũng như cường độ trường cực đại cho không khí, là các tham số quan trọng. Cường độ đánh thủng của không khí khô xấp xỉ 30 kV/cm. Do đó, điện trường cực đại gần cạnh của dải dẫn phải nhỏ hơn 30 kV/cm. Để tránh đánh thủng không khí gần cạnh của dải dẫn điện, thì cạnh của dải dẫn điện nên được sơn một lớp sơn (có tính chất điện môi), lớp sơn này có cùng hằng số điện môi như chất nền và là vật liệu không tổn hao. Cường độ trường cực đại cho các điện môi khác nhau cũng được liệt kê trong bảng 3.1. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 58 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến MÔ PHỎNG, CHẾ TẠO VÀ ĐO ĐẠC CÁC THAM SỐ CỦA ANTEN CHƯƠNG 4 Tóm tắt Khóa luận sử dụng phần mềm Ansoft HFSS phiên bản 9.1 để mô phỏng cấu trúc anten được thiết kế. Phần đầu chương giới thiệu về công cụ dùng để mô phỏng HFSS, phần phụ lục đưa ra một số chú ý khi thiết lập các tham số quan trọng trước khi tiến hành phân tích. Tiếp theo nêu ra qui trình thiết kế anten vi dải, xuất phát từ yêu cầu của bài toán, thiết kế sơ bộ ban đầu, tiến hành mô phỏng, điều chỉnh tham số, … cho tới khi đạt được anten thỏa mãn các yêu cầu nói trên. Cuối cùng trình bày kết quả đo đạc bằng máy network analyze, và so sánh kết quả thực nghiệm với kết quả mô phỏng. 4.1. Mô phỏng cấu trúc anten với phần mềm Ansoft HFSS 4.1.1. Phần mềm HFSS phiên bản 9.1 HFSS là viết tắt của Hight Frequency Structure Simulator. HFSS là phần mềm mô phỏng trường điện từ theo phương pháp toàn sóng (full wave) để mô hình hóa bất kỳ thiết bị thụ động 3D nào. Ưu điểm nổi bật của nó là có giao diện người dùng đồ họa. Nó tích hợp mô phỏng, ảo hóa, mô hình hóa 3D và tự động hóa (tự động tìm lời giải) trong một môi trường dễ dàng để học, trong đó lời giải cho các bài toán điện từ 3D thu được một cách nhanh chóng và chính xác. Ansoft HFSS sử dụng phương pháp phần tử hữu hạn (Finite Element Method, FEM), kỹ thuật chia lưới thích nghi (adaptive meshing) và kỹ thuật đồ họa. Ansoft HFSS có thể được sử dụng để tính toán các tham số chẳng hạn như: tham số S, tần số cộng hưởng, giản đồ trường, tham số γ, ... HFSS là một hệ thống mô phỏng tương tác, trong đó phần tử mắt lưới cơ bản là một tứ diện. Điều này cho phép bạn có thể tìm lời giải cho bất kỳ vật thể 3D nào. Đặc biệt là đối với các cấu trúc có dạng cong phức tạp. Ansoft là công ty tiên phong sử dụng phương pháp phần tử hữu hạn (FEM) để mô phỏng trường điện từ bằng các kỹ thuật như: phần tử hữu hạn, chia lưới thích nghi, … Ansoft HFSS cung cấp một giao diện trực giác và dễ dàng sử dụng để phát triển các mô hình thiết bị RF thụ động. Chu trình thiết kế được minh họa trong hình 4.1, bao gồm các bước sau: 1. Vẽ mô hình với các tham số cho trước: vẽ mô hình thiết bị, các điều kiện biên và nguồn kích thích. 2. Thiết đặt các thông số để phân tích: thực hiện thiết đặt các thông số để tìm lời giải. 3. Chạy mô phỏng: quá trình này hoàn toàn tự động. 4. Hiển thị kết quả: đưa ra các báo cáo và đồ thị trường 2D. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 59 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Trong quá trình thực hiện phân tích, HFSS sẽ chia toàn bộ cấu trúc thành các tứ diện nhỏ (gọi là mắt lưới). Hệ thống mắt lưới sẽ lấp kín toàn bộ cấu trúc. Tại mỗi bước thích nghi, HFSS sẽ tính giá trị của tham số S cho từng mắt lưới. Giữa 2 bước thích nghi liên tiếp, HFSS sẽ tính gia số Delta S với công thức như sau: Delta S = Maxij[mag(SNij – S(N-1)ij] (4.1) Trong đó i và j là chỉ số của phần tử tuơng ứng trong ma trận S và N là chỉ số của bước thích nghi. Delta S là giá trị lớn nhất của gia số của biên độ của tham số S tương ứng. HFSS sẽ so sánh giá trị Delta S này với tiêu chuẩn hội tụ do người dùng định nghĩa để kết luận sự hội tụ của lời giải. Hình 4.1. Chu trình thực hiện mô phỏng với HFSS Kỹ thuật mô phỏng được sử dụng trong HFSS để tính toán trường điện từ 3D bên trong một cấu trúc dựa trên phương pháp phần tử hữu hạn (Finite Element Method, FEM). Một cách tổng quát, phương pháp FEM chia toàn bộ không gian của bài toán thành hàng ngàn vùng con nhỏ hơn (gọi là phần tử mắt lưới) và biểu diễn trường trong mỗi phần tử mắt lưới theo một hàm cơ sở riêng cho phần tử đó. Còn trong HFSS, toàn bộ cấu trúc được chia tự động thành một số lượng lớn các khối tứ diện. Tập hợp toàn bộ các khối tứ diện này gọi là hệ thống mắt lưới phần tử hữu Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 60 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến hạn. Ta phải chọn lựa giữa kích thước mắt lưới, độ chính xác mong muốn và tài nguyên (bộ nhớ) mà máy vi tính sẵn có. Bạn luôn mong muốn đạt được độ chính xác tối đa, điều đó có nghĩa là mắt lưới cực nhỏ. Nhưng rất có thể tràn bộ nhớ và vượt quá khả năng xử lí của máy vi tính. Để tạo ra hệ thống mắt lưới tối ưu, HFSS sử dụng quy trình lặp, gọi là phân tích thích nghi (adaptive analysis), trong đó mắt lưới được tự động “cải tiến” trong các vùng con quan trọng. Trước tiên, nó đưa ra một lời giải dựa trên một hệ thống mắt lưới được khởi tạo “thô”. Sau đó, nó “cải tiến” mắt lưới trong các vùng có tỷ trọng lỗi cao và tạo ra lời giải mới. Khi các tham số đã chọn hội tụ trong một giới hạn mong muốn, HFSS sẽ thoát khỏi quy trình lặp. 4.1.2. Kết quả mô phỏng với HFSS 9.1 Với tiêu chuẩn hội tụ được thiết đặt ở trên là: sự thay đổi cực đại của biên độ của tham số S phải nhỏ hơn 0.02 (giá trị mặc định), HFSS cần 6 bước thích nghi để thỏa mãn tiêu chuẩn hội tụ này. Hình 4.2 thể hiện quá trình hội tụ của lời giải. Hình 4.2. Sự hội tụ của lời giải trong HFSS Trong HFSS, ta thu được bảng này bằng cách click phải vào Resuls, sau đó chọn Solution Data. Số lượng bước thích nghi (Number of Passes) cực đại ta thiết lập ban đầu là 12, trong khi lời giải hội tụ chỉ sau 6 bước thích nghi. Biên độ cực đại của Delta S (Max Mag. Delta S) ta thiết lập ban đầu là 0.02, và khi lời giải hội tụ giá trị này chỉ là 0.0099079. Số lượng mắt lưới (khối tứ diện) tăng lên sau từng bước thích nghi. Khi lời giải hội tụ tại bước thích nghi thứ 6, hệ thống mắt lưới có 15791 khối tứ diện, hệ thống này sẽ lấp đầy toàn bộ không gian giới hạn bởi biên bức xạ như hình 4.3 dưới đây. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 61 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Nếu muốn đạt được kết quả chính xác hơn nữa, ta có thể thay đổi tham số “Minimum Number of Passes” tới giá trị lớn hơn 6. Và tiến hành phân tích lại. Hình 4.3. Hệ thống mắt lưới khi lời giải hội tụ Đồ thị hệ số phản xạ S11 (Return Loss) theo tần số cho anten được mô phỏng thể hiện trong hình 4.4a và 4.4b. Trong hình này thể hiện kết quả mô phỏng cho cả anten có nhánh điều chỉnh (nhánh thứ 3) và không có nhánh điều chỉnh. Hình 4.4a. Đồ thị S11 cho anten có nhánh điều chỉnh (nhánh thứ 3) Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 62 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Hình 4.4b. Đồ thị S11 cho anten không có nhánh điều chỉnh (nhánh thứ 3) Hình 4.5. Đồ thị VSWR cho anten có nhánh điều chỉnh (nhánh thứ 3) Với mất mát do phản xạ (Return Loss) S11 = -8 dB (tương ứng với hệ số sóng đứng VSWR = 2.5), ta thấy anten không có nhánh thứ 3 cộng hưởng gần các tần số 900 MHz và 2200 MHz, tuy nhiên băng thông chưa đủ để bao phủ tất cả 5 dải tần yêu cầu, đặc biệt là dải của WLAN và GSM. Còn anten có nhánh thứ 3 cộng hưởng gần các tần số 870 MHz, 2160 MHz. và 2380 MHz. Khi có nhánh thứ 3, tần số cộng hưởng của Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 63 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến anten được điều chỉnh tới xung quanh 5 dải tần ta mong muốn, đồng thời băng thông cũng gần đủ để bao phủ tất cả 5 dải yêu cầu. Tuy nhiên tần số cộng hưởng tại dải GSM không được sâu, và băng thông vẫn chưa đủ để bao phủ dải này. Ta cũng thấy rằng đỉnh cộng hưởng ở anten có nhánh thứ 3 sâu hơn. Bảng 4.1. Tần số cộng hưởng và băng thông tương ứng của anten có nhánh thứ 3 Dải tần Tần số cộng hưởng Băng thông VSWR = 2.5 GSM (890 MHz – 960 MHz) 870 MHz 860 MHz – 880 MHz DCS (1710 – 1880 MHz) PCS (1850 – 1990 MHz) UMTS (1920 – 2170 MHz) WLAN (2400 – 2484 MHz) 2160 MHz 2380 MHz 1530 MHz – 2530 MHz Tiếp theo ta xem xét các giản đồ trường bức xạ được đưa ra bởi HFSS. Ở đây, ta chỉ quan tâm tới giản đồ bức xạ trường xa trong các mặt phẳng tọa độ XOY, XOZ và YOZ. Hình 4.6. Giản đồ bức xạ trường xa trong mặt phẳng XOY Từ các hình 4.6, 4.7 và 4.8 ta thấy, tại tần số 870 MHz, anten bức xạ có hướng trong mặt phẳng XOY và XOZ, bức xạ vô hướng trong mặt phẳng YOZ. Tuy nhiên, tại các tần số cộng hưởng cao hơn thì giản đồ bức xạ trong cả ba mặt phẳng bị méo dần so với tại tần số cộng hưởng 870 MHz. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 64 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Hình 4.7. Giản đồ bức xạ trường xa trong mặt phẳng XOZ Hình 4.8. Giản đồ bức xạ trường xa trong mặt phẳng YOZ Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 65 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Hình 4.9. Giản đồ bức xạ 3D trường xa trong hệ tọa độ cực tại tần số 870 MHz Hình 4.10. Giản đồ bức xạ 3D trường xa trong hệ tọa độ cực tại tần số 2160 MHz Hình 4.11. Giản đồ bức xạ 3D trường xa trong hệ tọa độ cực tại tần số 2380 MHz Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 66 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Từ các giản đồ bức xạ trên ta thấy, khi tần số tăng lên thì giản đồ bức xạ của anten bị bóp méo dần, do ảnh hưởng của bức xạ của mặt phẳng đất, cũng như bức xạ do đường tiếp điện vi dải, cũng như sự lệch phối hợp trở kháng tăng lên. 4.2. Chế tạo anten Sơ đồ khối trong hình 4.12 thể hiện phương pháp thiết kế và chế tạo anten vi dải thỏa mãn các yêu cầu của bài toán. Thiết kế sơ bộ anten (trước khi mô phỏng) Công việc này được thực hiện trước khi thực hiện quá trình mô phỏng. Ở bước này, ta phải xác định các tham số của anten dựa trên các yêu cầu của bài toán: ¾ Các tham số cơ bản của anten. ¾ Các tham số của anten vi dải: hằng số điện môi chất nền, mất mát bề mặt, hình dạng và kích thước thành phần bức xạ, chiều cao chất nền, điện dẫn suất của dải dẫn điện, vị trí tiếp điện, VSWR đầu vào có thể chấp nhận được để tính toán băng thông. Thiết kế anten (giai đoạn mô phỏng) Tính toán chi tiết các tham số của anten sử dụng các phương trình toán học: ¾ Liệt kê các phương trình tính toán các tham số của anten vi dải. ¾ Thực hiện mô phỏng anten với các tham số đã được tính sơ bộ ở trên và biểu diễn kết quả thu được. ¾ So sánh kết quả mô phỏng với yêu cầu mong muốn xem đã phù hợp chưa? ¾ Chuẩn bị chế tạo anten: vẽ lại kết cấu anten trên Protel hoặc AutoCAD. Chế tạo anten Từ file Protel hoặc AutoCAD, ta có thể đi đặt mạch in hoặc thực hiện làm thủ công. Thiết kế Kết quả phân tích Chế tạo Đo đạc Thiết kế cuối cùng Con người Các ý tưởng Các kỹ thuật thiết kế anten Thiết kế sơ bộ Phần mềm mô phỏng Hình 4.12. Phương pháp thiết kế anten vi dải Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 67 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến (a). Mặt trước (b). Mặt sau (c). So sánh với kích thước của đồng xu Hình 4.13. Anten được thiết kế trong khóa luận Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 68 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Đo đạc các tham số của anten ¾ Sử dụng máy Network Analyze để đo các tham số: hệ số phản xạ (return loss, hay S11), hệ số sóng đứng, trở kháng vào, … ¾ Lập hệ đo trường bức xạ của anten. ¾ Lưu lại tất cả dữ liệu và đồ thị. ¾ So sánh kết quả đo đạc với kết quả mô phỏng. Thiết kế hoàn thiện ¾ Thực hiện mô phỏng lại để tối thiểu hóa các lỗi. ¾ Chế tạo lại anten. Tiếp tục đo đạc anten mới cho tới khi kết quả có thể chấp nhận được. Hình 4.13 thể hiện hình ảnh thực tế của anten được thiết kế trong khóa luận, sử dụng chất nền FR4 có hằng số điện môi εr = 4.4, độ dày chất nền 0.8 mm. 4.3. Đo đạc các tham số của anten Bằng máy Network Analyse ta có thể đo được các tham số của anten như: suy hao do phản xạ (S11), hệ số sóng đứng trên đường truyền vi dải (VSWR), trở kháng vào tại điểm đặt đầu đo (R + jX), … Sau đó thực hiện lập hệ đo trường bức xạ của anten. Từ hình 4.14 và 4.15, ta thấy dạng của đường cong hệ số phản xạ S11 và hệ số sóng đứng VSWR tương đổi khớp với mô phỏng trên HFSS. Với giá trị hệ số phản xạ (Return Loss, hay S11) được chọn là: S11 = -8 dB, tương ứng với hệ số phản xạ VSWR = 2.5. S11 (dB) = -20log10(VSWR) (4.2) Băng thông đo được trên máy Network Analyse tương ứng cho từng dải như sau: Bảng 4.2. Băng thông thu được trên thực nghiệm Băng tần Tần số Băng thông GSM 856 MHz – 891 MHz 35 MHz UMTS WLAN 1941 MHz – 2235 MHz 2337 MHz – 2556 MHz 294 MHz 219 MHz Bảng 4.3. Băng thông chuẩn cho các dải tần mong muốn Băng tần Tần số Băng thông GSM 890 MHz – 960 MHz 70 MHz DCS 1710 MHz – 1880 MHz 170 MHz PCS 1850 MHz – 1990 MHz 140 MHz UMTS 1920 MHz – 2170 MHz 250 MHz WLAN 2400 MHz – 2484 MHz 84 MHz Băng thông chưa đủ để bao phủ tất cả 5 dải tần mong muốn như liệt kê trong bảng 4.3. Trong đó đặc biệt là các dải GSM, DCS, PCS. Anten được chế tạo mới chỉ bao phủ được 3 là GSM, UMTS và WLAN. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 69 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Hình 4.14. Tham số S11 Hình 4.15. Hệ số sóng đứng (VSWR) Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 70 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Đồ thị so sánh kết quả mô phỏng và kết quả đo đạc thực nghiệm trên hình 4.16: Hình 4.16. So sánh kết quả thực nghiệm và mô phỏng Kết quả thực nghiệm hơi lệch so với kết quả mô phỏng có thể do một số nguyên nhân sau: ¾ Việc chế tạo anten được thực hiện theo phương pháp thủ công, do đó thành phần phối hợp trở kháng dải rộng có kích thước không chính xác như thiết kế. Điều này làm tăng hiện tượng sóng đứng trên đường truyền vi dải, do đó công suất truyền ra thành phần bức xạ giảm đi. Đồng thời làm giảm độ sâu cộng hưởng. ¾ Vật liệu chất nền (tấm điện môi mạch in) tại phòng thí nghiệm không phải là vật liệu tốt, vì vậy hằng số điện môi của chất nền εr không chính xác bằng 4.4, chiều cao chất nền h và độ dày dải dẫn điện t không hoàn toàn khớp với thiết đặt trên Ansoft HFSS và Ansoft Designer, các tham số mất mát do vật liệu điện môi cao hơn. ¾ Việc mô phỏng chưa được tối ưu hóa. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 71 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến ĐÁNH GIÁ KẾT QUẢ KHÓA LUẬN HƯỚNG NGHIÊN CỨU TIẾP THEO Khóa luận là bước mở đầu trong nghiên cứu, thiết kế và chế tạo anten mạch dải băng rộng có khả năng hoạt động tại nhiều băng tần. Tuy nhiên trong điều kiện cơ sở vật chất còn khó khăn, em đã thực sự cố gắng để đạt được một số kết quả thiết thực nhất định. Hướng phát triển tiếp theo của khóa luận gồm những vấn đề sau: ¾ Tối ưu hóa các thiết đặt tham số trong phần mềm mô phỏng Ansoft HFSS 9.1 để thu được kết quả chính xác hơn nữa (Chi tiết trình bày trong phần phụ lục B). Một số tham số quan trọng trong đó là: o Mesh Operations o Chia dải tần cần quan sát thành các dải nhỏ hơn, thực hiện phân tích từng dải với tham số Solution frequency được chọn phù hợp cho từng dải. ¾ Làm tăng băng thông thêm nữa. Tập trung vào việc điều chỉnh kích thước của nhánh cộng hưởng thứ 1, vị trí của điểm tiếp điện, và nghiên cứu chi tiết các ảnh hưởng của nhánh điều chỉnh (nhánh thứ 3). ¾ Lựa chọn bộ phối hợp trở kháng dải rộng khác có đặc tính tốt hơn. Cụ thể là bộ phối hợp trở kháng liên tục Klopfenstein (như chương 2 đã phân tích). ¾ Sử dụng các thiết bị chuyên dùng để chế tạo anten nhằm thực hiện chính xác các kích thước như thiết kế. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 72 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến PHỤ LỤC A. Phụ lục 1: Thuật toán chia lưới thích nghi của Ansoft HFSS 9.1 Kỹ thuật chia lưới thích nghi tạo ra một lưới phù hợp cho các phép phân tích cấu trúc. Bằng cách thực hiện kỹ thuật chia lưới thích nghi, lưới được tự động điều chỉnh để đạt được một lưới chính xác và hiệu quả nhất có thể. Nếu không có kỹ thuật chia lưới thích nghi, thì việc tạo ra lưới chính xác sẽ dành cho người sử dụng. Đây là công việc chán ngắt và dễ gây ra lỗi. Với kỹ thuật chia lưới thích nghi, bạn sẽ biết câu trả lời đúng ở ngay lần đầu tiên. Kỹ thuật chia lưới thích nghi làm việc như thế nào? Thuật toán chia lưới thích nghi tìm các gradient lớn nhất trong trường E hoặc sai số và chia thành các mắt lưới trong các vùng này. Các vị trí đặc biệt, chẳng hạn như vùng gần biên của vật dẫn, phải chia thành các mắt lưới có dạng đặc biệt. Sự gia tăng số lượng mắt lưới sau mỗi bước thích nghi (adaptive pass) được điều khiển bởi tuỳ chọn Tetrahedron Refinement trong phần Setup Solution (ở tab Advanced). Bạn nên chú ý rằng, tuỳ chọn Tetrahedron Refinement tính theo phần trăm. Điều này đảm bảo rằng giữa mỗi bước, mắt lưới được xáo trộn đủ và đảm bảo bạn sẽ không nhận được điểm hội tụ sai. Sau khi hệ thống mắt lưới lấp kín toàn bộ cấu trúc, lời giải được thực hiện và quá trình lặp lại cho tới khi hội tụ. Sự hội tụ Sau mỗi bước thích nghi, HFSS so sánh tham số S nhận được từ mắt lưới hiện tại với tham số S nhận được từ mắt lưới trước đó. Nếu kết quả không thay đổi so với giá trị được định nghĩa bởi người dùng hoặc giá trị Delta S không thay đổi, thì lời giải được coi là hội tụ, và mắt lưới hiện tại hoặc trước đó có thể được sử dụng để tính toán các tham số khác. Nếu lời giải đã hội tụ, thì về mặt kỹ thuật mắt lưới trước đó cũng như mắt lưới hiện tại. Trong trường hợp này, HFSS sẽ sử dụng mắt lưới trước đó để biểu diễn các đồ thị. Hình A.1. Sự hội tụ của lời giải trong HFSS Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 73 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Trên hình vẽ cho ta thấy, lời giải hội tụ sau 6 bước thích nghi. Giá trị Delta S mà ta mong muốn là 0.02 (giá trị mặc định của HFSS, thông thường là đủ cho các ứng dụng), và sau khi lời giải hội tụ giá trị Delta S đạt được là 0.009711. Delta S Delta S là tiêu chuẩn mặc định được sủ dụng để xác định độ hội tụ của lời giải. Delta S được định nghĩa là giá trị chênh lệch lớn nhất của biên độ của tham số S giữa 2 bước thích nghi liên tiếp. ¾ Maxij[mag(SNij – S(N-1)ij], trong đó i và j là chỉ số của phần tử tuơng ứng trong ma trận S và N là số lượng bước thích nghi. ¾ Bởi vì đây là biên độ của một đại lượng vector, nó có thể biến đổi trong khoảng 0 đến 2. Do kỹ thuật chia lưới thích nghi dựa trên trường E, việc chọn Adaptive Frequency (hay Solution Frequency) thích hợp có thể là tham số quyết định. Giống như bất kỳ điều gì trong kỹ thuật, tất cả các qui tắc đều có ngoại lệ, nhưng nói chung, các gợi ý dưới đây sẽ giúp bạn chọn Solution Frequency hợp lý. ¾ Các cấu trúc băng rộng: giới hạn trên của dải tần bạn quan tâm nên được sử dụng, do mắt lưới nhỏ hơn sẽ hợp lý ở tất cả các điểm tần số thấp hơn. ¾ Các bộ lọc hoặc các thiết bị băng hẹp: một tần số trong dải thông (pass-band) hoặc vùng hoạt động nên được sử dụng, do trong dải triệt (stop-band) thì trường E chỉ xuất hiện tại các port. …. Thiết đặt tiêu chuẩn hội tụ Ta thường yêu cầu độ chính xác quá lớn khi định nghĩa Delta S. Hãy nhớ rằng, quá trình chế tạo, các thiết bị trong phòng thí nghiệm và quá trình đo đạc đều có dung sai cố hữu. Nói chung, Delta S khoảng 0.02 (2%), đó là giá trị mặc định, hoặc 0.01 (1%) là đủ. Sự hội tụ của lời giải – Ma trận S và các đại lượng trường Tiêu chuẩn hội tụ được thiết lập dựa trên ma trận S. Thông thường, ma trận S hội tụ trước khi các đại lượng trường (E và H) hội tụ. Điều này nói lên rằng, nếu bạn đang tìm giá trị trường tuyệt đối trong miền không gian bạn định nghĩa, có thể bạn cần phải giải thêm một vài bước thích nghi để thu được cùng giá trị hội tụ mà bạn đạt được đối với ma trận S. Và điều này cũng còn phụ thuộc vào đại lượng trường (E hay H) mà bạn đang tìm lời giải. Ansoft HFSS tìm trực tiếp lời giải cho trường E. Từ trường E, nó tính ra trường H và từ trường H nó mới tính ra dòng. Do đó, các đại lượng trường cũng sẽ hội tụ khi thay đổi mật độ mắt lưới. B. Phụ lục 2: Một số lưu ý về thiết đặt các tham số trong HFSS B.1. Solution Setup Click phải vào Analysis và chọn Add Solution Setup…. Cửa sổ Solution Setup sẽ hiển thị. Tại đây ta sẽ thiết đặt Solution Frequency (hay Adaptive Frequency) và Convergence Criteria (tiêu chuẩn hội tụ). Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 74 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến General Tab Solution Frequency Tần số này được sử dụng bởi thành phần chia lưới thích nghi (adaptive mesher) để tự động chia mắt lưới. Sau khi thiết đặt “Solution frequency”, tất nhiên sẽ nhận được một giá trị bước sóng tương ứng, và HFSS sẽ thiết đặt việc tính toán các mắt lưới theo giá trị bước sóng này. Do đó, nếu thiết đặt tần số “Solution frequency” cao hơn, ta sẽ nhận được bước sóng ngắn hơn, mắt lưới ta thu được cũng nhỏ hơn. Điều đó cũng có nghĩa rằng, số lượng mắt lưới sẽ lớn hơn. Về lý thuyết, kết quả mô phỏng nhận được sẽ chính xác hơn. Vì vậy, “Solution frequency” không nhất thiết phải trùng với tần số cộng hưởng của cấu trúc. Tuy nhiên, ta sẽ gặp một vấn đề khác đó là: tài nguyên của máy vi tính (bộ nhớ) là có hạn. Do đó, nếu số lượng mắt lưới quá lớn, sẽ làm tràn bộ nhớ máy tính. Giải pháp cho vấn đề này được thực hiện như sau: chia dải tần quan tâm (500 MHz – 3 GHz), đối với anten được thiết kế trong khóa luận này, thành 5 dải tần nhỏ hơn và thực hiện phân tích với thiết đặt “Solution frequency” cho từng dải nhỏ như sau: Bảng B.1. Lựa chọn Solution frequency Dải tần Solution frequency 500 -- 1000 MHz 1000 -- 1500 MHz 1500 -- 2000 MHz 2000 -- 2500 MHz 2500 -- 3000 MHz 1000 MHz 1500 MHz 2000 MHz 2500 MHz 3000 MHz Hình B.1. Thiết đặt các tùy chọn “Solution Setup” trong tab General Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 75 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Khi quá trình phân tích cho tất cả 5 dải tần trên kết thúc, ta sẽ vẽ các kết quả thu được cho 5 dải tần trên trên cùng một đồ thị bằng cách xuất dữ liệu ra file *.m (Matlab), sau đó sử dụng Matlab để vẽ đồ thị. Solve Ports Only Khi sử dụng tùy chọn này, HFSS xác định tần số hoặc mode ban đầu được sử dụng để kích thích cấu trúc. Lời giải chỉ áp dụng tại các port có thể được sử dụng để tính toán giản đồ trường tại port. Lời giải này hữu dụng khi cần xác định số lượng mode, độ dài port và/hoặc thiết lập port hợp lý trước khi chạy Analysis để tìm toàn bộ lời giải. Adaptive Solutions Maximum Number of Passes: giá trị này điều khiển số lượng bước thích nghi lớn nhất mà thủ tục chia lưới thích nghi sẽ thực hiện khi nó cố gắng thoả mãn tiêu chuẩn hội tụ. Maximum Delta S Per Pass: giá trị này định nghĩa tiêu chuẩn hội tụ cho quá trình chia lưới thích nghi. Thông thường giá trị này được chọn khoảng 0.02 hoặc 0.01 là đủ. Quá trình chia lưới thích nghi có thể sẽ ngừng khi số lượng bước thích nghi chưa đạt đến giá trị “Maximum Number of Passes” nếu giá trị Delta S đã thỏa mãn tiêu chuẩn hội tụ “Maximum Delta S Per Pass” được thiết lập ở trên. Advanced Tab Initial Mesh Options Do Lambda Refinement: lưới khởi tạo là một hệ thống mắt lưới có dạng tứ diện bất kỳ. Quá trình Lambda Refinement sẽ thao tác trên lưới khởi tạo cho tới khi hầu hết các độ dài của phần tử mắt lưới xấp xỉ ¼ bước sóng trong không khí và 1/3 bước sóng trong điện môi. Bước sóng được tính toán từ giá trị tần số được nhập vào trong tuỳ chọn “Solution Frequency” trong tab General. Use Free Space Lambda: tuỳ chọn này sẽ ép quá trình Lambda Refinement hướng tới kích thước mắt lưới xấp xỉ ¼ bước sóng trong không khí. Các đặc tính vật liệu của cấu trúc sẽ bị bỏ qua. Điều này có thể hữu dụng trong các ứng dụng sử dụng các điện môi có độ dẫn điện cao. Adaptive Options Refinement Per Pass: số lượng mắt lưới tăng lên sau mỗi bước thích nghi và được điều khiển bởi tuỳ chọn Refinement Per Pass, tham số này tính theo phần trăm. Điều này đảm bảo rằng giữa mỗi bước thích nghi, mắt lưới đủ xáo trộn và đảm bảo rằng bạn sẽ không nhận được sự hội tụ sai. Minimum Number of Passes: một phân tích thích nghi sẽ không dừng cho tới khi số lượng bước tối thiểu mà bạn xác định trong tùy chọn này đã hoàn thành, thậm chí ngay cả khi tiêu chuẩn hội tụ đã thoả mãn. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 76 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Minumum Converged Passes: một phân tích thích nghi sẽ không dừng trừ khi số lượng bước hội tụ tối thiểu mà bạn xác định đã hoàn thành. Tiêu chuẩn hội tụ phải phù hợp với số lượng bước tối thiểu này trước khi các phân tích thích nghi dừng. Thông thường các tùy chọn trong tab này đều để mặc định là đủ. Nếu muốn kết quả chính xác hơn, ta có thể thay đổi các tùy chọn này. Hình B.2. Thiết đặt các tùy chọn” Solution Setup” trong tab Advanced B.2. Mesh Operations Click phải vào “Mesh Operations”, chọn Assign, chọn On Selection, chọn Length Based… Cửa sổ Element Length Based Refinement xuất hiện. Tại đây cho phép bạn thiết đặt các tùy chọn cho quá trình chia lưới thích nghi. Maximum Length of Elements Kinh nghiệm thực tế từ mô phỏng cho ta một nhận xét rằng: thiết đặt tùy chọn Maximum Length of Elements với giá trị bằng 1/30 giá trị bước sóng trong chân không ở tần số cao nhất trong dải tần thực hiện phân tích sẽ cho kết quả đủ chính xác. Ví dụ trong dải 500 MHz – 1000 MHz thì tần số 1000 MHz là tần số cao nhất trong dải, bước sóng trong chân không tương ứng với tần số đó là 300 mm, do đó 1/30 của bước sóng này sẽ là 10 mm. topf cElementsofLengthMaximum 30 1= (B.1) Giá trị Maximum Length of Elements được thiết đặt cho 5 dải tần trong mô phỏng cho anten trong khóa luận như sau: Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 77 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Bảng B.1. Lựa chọn độ dài cực đại của mắt lưới Dải tần Maximum Length of Elements 500 -- 1000 MHz 1000 -- 1500 MHz 1500 -- 2000 MHz 2000 -- 2500 MHz 2500 -- 3000 MHz 10 mm 7 mm 5 mm 4 mm 3 mm Hình B.3. Thiết đặt tùy chọn Mesh Operations B.3. Radiation Boundary Biên bức xạ (radiation boundary), cũng còn gọi là biên hấp thụ (absorbing boundary). Sóng điện từ bức xạ ra ngoài cấu trúc anten và đi thẳng tới biên bức xạ. Hệ thống sẽ hấp thụ các sóng bức xạ này tại biên bức xạ. Các biên bức xạ cũng có thể được đặt tương đối gần với cấu trúc và có thể có hình dạng bất kỳ. Với cấu trúc được thiết lập biên bức xạ, các tham số S được tính toán có tính đến cả các ảnh hưởng của mất mát do bức xạ. Khi biên bức xạ được thiết lập trong một cấu trúc, trường xa được tính toán dựa trên sóng hấp thụ thu được tại biên bức xạ. Để đơn giản, ta thường vẽ biên bức xạ là một hình hôp chữ nhật, và độ dài cạnh của nó thường được chọn bằng bước sóng trong chân không của tần số thấp nhất trong dải tần quan tâm. Tuy nhiên, đôi khi quá trình mô phỏng với thiết đặt biên bức xạ như vậy diễn ra quá chậm, ta có thể thiết đặt biên bức xạ bằng chỉ ½ giá trị bước sóng trong chân không của tần số thấp nhất. Trong khóa luận này, tần số thấp nhất trong dải 500 MHz – 3000 MHz là 500 MHz, do đó ta vẽ biên bức xạ là một hình hộp chữ nhật (hình B.4) với độ dài cạnh là 300 mm (1/2 bước sóng tại tần số 500 MHz). Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 78 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến Hình B.4. Biên bức xạ cho anten trong khóa luận Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 79 Khóa luận tốt nghiệp đại học Ngành: Thông tin vô tuyến TÀI LIỆU THAM KHẢO Tiếng Việt [1] GS. TSKH. Phan Anh, Lý thuyết và kỹ thuật anten, NXB Khoa học kỹ thuật, Hà Nội, 2007 [2] GS. TSKH. Phan Anh, Lý thuyết và kỹ thuật siêu cao tần, Tài liệu giảng dạy tại trường ĐH Công nghệ - ĐH Quốc gia Hà Nội Tiếng Anh [3] Constantine A. Balanis, Antenna Theory – Analysis and Design, John Willey & Son, INC, Second Editon [4] David M. Pozar, Microwave Engineering, John Willey & Son, INC, Second Editon [5] Y. J. Wang, C. K. Lee, Design of Dual-Frequency Microstip Patch Antennas and Application for IMT-2000 Mobile Handsets, Nanyang Technological University, Nanyang Avenue, Singapore [6] Xu Jing, Zhengwei Du and Ke Gong, Compact Planar Monopole Antenna for Multi-band Mobile Phones, Tsinghua University, Beijing, People’s Republic of China [7] Ramesh Garg, Prakash Bhartia, Inder Bahl, Apisak Ittipiboon, Microstrip Antenna Design Hanbook, Artech House [8] U.S. Marine Corps, Field Antenna Handbook [9] Chin Liong Yeo, Active Microstrip Array Antennas, Submitted for the degree of Bachelor of Engineering, University of Queensland Công cụ tìm kiếm Google, với các từ khóa: wideband impedance matching, broadband antenna, monopole antenna, multiband antenna. Sinh viên: Lưu Văn Hoan Lớp K49 Thông tin vô tuyến 80