Thiết kế bộ biến đổi DC-DC 2 chiều

ến có thời gian bất biến bằng phương pháp trung bình và bước thứ 2 là tuyến tính hóa hệ thống phi tuyến này. Hai hệ thống đầu tiên được lấy trung bình với khoảng thời gian trong chu kỳ chuyển mạch của nó : (2.23) (2.23) là sự xấp xỉ hệ thống có thời gian biến đổi và một biến mới được đưa vào để sử dụng. chu kỳ duty d(t), là một tín hiệu đầu vào được bổ sung vào (2.23). Một vecto đầu vào mới được xác định: (2.24) Điều này không được trình bày ở không gian trạng thái trung bình, khi mà các tín hiệu điều khiển d(t) được tách ra từ các tín hiệu nhiễu vg(t) và iinj(t). Tuy nhiên , ở hệ thống lý thuyết , tất cả các tín hiệu điều khiển và tín hiệu nhiễu đều được đặt ở vecto đầu vào. Khi chu kỳ duty được xem xét là một tín hiệu gián đoạn cùng với thời gian trích mẫu Ts, không thể mong đợi hệ thống ở (2.23) có hiệu lực cho tần số cao hơn một nữa tần số chuyển mạch. Hệ thống ở (2.23) là hệ thống phi tuyến có thời gian bất biến. Nó là một hệ thống phi tuyến khi có sản phẩm là hai tín hiệu đầu vào và nó là hệ thống bất biến với thời gian khi tất cả các hệ số độc lập với thời gian. Một hệ thống phi tuyến bất biến với thời gian cùng với vecto trạng thái x(t) vecto đầu vào u’(t) và vecto đầu ra y(t) được viết như sau: (2.25) Một sự tuyến tính hóa được áp dụng , ở đó chúng ta xác định sai số từ điểm hoạt động như sau: (2.26) Các chữ hoa mô tả các giá trị điểm hoạt động (trạng thái ổn định, dc) và ký biểu tượng (^) mô tả tín hiệu xoay chiều , Giả thiết rằng điểm hoạt động là điểm cân bằng khi đó ta có: (2.27) Điểm hoạt động của giá trị đầu ra : (2.28) Hệ thống tuyến tính sau đây có thể thu được từ (2.25) (2.29) ở đó: (2.30) (2.31) (2.32) (2.33) (2.29) là xấp xỉ của hệ thống phi tuyến và một tên biến mới đã được sử dụng. (2.23 là trường hợp đặc biệt của (2.25) . Phương trình (2.26) và (2.27)-(2.33) bây giờ sẽ được viết cho trường hợp đặc biệt này. Các phương trình sau thu được nếu (2.26) được ứng dụng cho (2.24) : (2.34) Sau đây xác định các biến : (2.35) Biến d’(t) bằng phần thời gian transistor khóa. D’ là giá trị điểm hoạt động của d’(t). (2.27) và (2.28) được viết bằng cách sử dụng (2.23): (2.36) ở đó: (2.37) Từ (2.36) ta có thể viết lại: (2.38) (2.39) Phương trình (2.29) bây giờ có thể được viết : (2.40) B’ và E’ được xác định như sau : (2.41) Khi đó : (2.42) Kết quả của phương pháp không gian trạng thái trung bình là mô hình dc (2.38) hoặc (2.36) và (2.40). ứng dụng của không gian trạng thái trụng bình phương pháp của không gian trạng thái trung bình được áp dụng cho bộ biến đổi buck ở phần này. Thực hiện xấp xỉ tuyến tính hóa cũng được xem xét. Các phươn trình sau thu được nếu (2.26) được áp dụng cho (2.11) - (2.13). (2.43) (2.44) (2.45) Chú ý rằng thành phần 1 chiều của dòng iinj(t) được đặt bằng không ở (2.44) bởi vì tải thuần trở chỉ xác định được dòng tải. Từ (2.37) đến (2.38) có thể dễ dàng mở rộng khi D+D’=1: (2.46) (2.47) (2.48) (2.49) Các phương trình một chiều bây giờ sẽ được suy ra. Các phương trình sau thu được nếu mở rộng (2.36): (2.50) (2.51) (2.52) (2.51) được đơn giản hóa để : V=RIL (2.53) Thay thế (2.53) vào (2.52) : (2.54) Thay thế: (2.53) vào (2.50): (2.55) (2.56) Dòng điện 1 chiều qua tụ điện bằng không và điện áp qua ESR của tụ điện bằng không. Điều này giải thích kết quả ở (2.53) và (2.54). Phương trình (2.56) thể hiện biên độ thành phần một chiều của bộ biến đổi buck. Điện áp qua diot bằng Vg trong phần D của thời gian và bằng một số khác không. V (=V0) bằng giá trị trung bình của điện áp qua diot (DVg). Biểu thức (2.42) được mở rộng và viết rõ ràng như sau: (2.57) (2.58) Mở rộng (2.41) ta được : (2.59) (2.60) Rút ra các hàm truyền đạt : Hàm truyền đạt đầu ra , trở kháng đầu ra và độ nhạy cảm bây giờ sẽ được suy ra từ hệ thống tuyến tính ở (2.40). giả thiết rằng các điều kiện đầu bằng không. Biến đổi laplace của (2.40) ta được : (2.61) (2.62) Phương trình đầu tiên mở rộng của (2.62) : (2.63) Biến đổi ta được : (2.64) Từ phương trình trên ta có thể tìm được các hàm truyền đạt sau: (2.65) (2.66) (2.67) (2.68) (2.69) (2.70) Từ phương trình thứ 2 của (2.63) ta có : (2.71) Hàm truyền đạt đầu ra thu được bằng cách kết hợp (2.71), (2.65), và (2.66) : (2.72) (2.72) chính là hàm truyền đạt của bộ biến đổi buck. Nếu ra bỏ qua điện trở của tụ điện thì hàm truyền đạt sẽ thu được như sau : (2.73) 2.2.2. Bộ biến đổi boost a, Nguyên tắc hoạt động Bộ boost converter có tác dụng điều chỉnh điện áp đầu ra lớn hơn điện áp đầu vào .Vì vậy boost converter còn gọi là bộ tăng áp.Điện áp DC đầu vào mắc nối tiếp với một cuộn cảm khá lớn có vai trò như một nguồn dòng . Một khóa chuyển mạch mắc song song với nguồn dòng này và được đóng mở theo chu kỳ,Năng lượng cung cấp từ cuộn cảm và nguồn làm cho điện áp đầu ra tăng lên .Boost converter thường được sử dụng để điều chỉnh điện áp nguồn cung cấp và hãm tái sinh động cơ DC. Hình 2.8: Mạch boost cơ bản Hình 2.9: Mạch boost với khóa ở trạng thái đóng (a) và mở (b) Hình 2.10: Điện áp và dòng điện của bộ biến đổi ở chế độ liên tục Bộ biến đổi boost hoạt động theo nguyên tắc sau: khi khóa (van) đóng, điện áp ngõ vào đặt lên điện cảm, làm dòng điện trong điện cảm tăng dần theo thời gian. Khi khóa (van) ngắt, điện cảm có khuynh hướng duy trì dòng điện qua nó sẽ tạo điện áp cảm ứng đủ để diode phân cực thuận. Ở điều kiện làm việc bình thường, điện áp ngõ ra có giá trị lớn hơn điện áp ngõ vào, do đó điện áp đặt vào điện cảm lúc này ngược dấu với với khi khóa (van) đóng, và có độ lớn bằng chênh lệch giữa điện áp ngõ ra và điện áp ngõ vào, cộng với điện áp rơi trên diode. Dòng điện qua điện cảm lúc này giảm dần theo thời gian. Tụ điện ngõ ra có giá trị đủ lớn để dao động điện áp tại ngõ ra nằm trong giới hạn cho phép. Tương tự như trường hợp của bộ biến đổi buck, dòng điện qua điện cảm sẽ thay đổi tuần hoàn và điện áp rơi trung bình trên điện cảm trong một chu kỳ sẽ bằng 0 nếu dòng điện qua điện cảm là liên tục (nghĩa là dòng điện tải có giá trị đủ lớn). Gọi T là chu kỳ chuyển mạch (switching cycle), T1 là thời gian đóng khóa (van), và T2 là thời gian ngắt khóa (van). Như vậy, T = T1 + T2. Giả sử điện áp rơi trên diode, và dao động điện áp ngõ ra là khá nhỏ so với giá trị của điện áp ngõ vào và ngõ ra. Khi đó, điện áp rơi trung bình trên điện cảm khi đóng khóa (van) là (T1/T)×Vin, còn điện áp rơi trung bình trên điện cảm khi ngắt khóa (van) là (T2/T)×(Vin − Vout). Điều kiện điện áp rơi trung bình trên điện cảm bằng 0 có thể được biểu diễn là: (T1/T)×Vin + (T2/T)×(Vin − Vout) = 0 hay (T1/T + T2/T)×Vin − ( T2/T)×Vout = 0 ⇔ Vin = (T2/T)×Vout Với cách định nghĩa chu kỳ nhiệm vụ D = T1/T, T2/T = 1 − D, ta có Vin = (1 − D)×Vout, hay Vout = Vin/(1 − D). D thay đổi từ 0 đến 1 (không bao gồm các giá trị 0 và 1), do đó 0 < Vin < Vout. Tương tự như với bộ biến đổi buck, một trong những bài toán thường gặp là như sau: cho biết phạm vi thay đổi của điện áp ngõ vào Vin, giá trị điện áp ngõ ra Vout, độ dao động điện áp ngõ ra cho phép, dòng điện tải tối thiểu Iout,min, xác định giá trị của điện cảm, tụ điện, tần số chuyển mạch và phạm vi thay đổi của chu kỳ nhiệm vụ, để đảm bảo ổn định được điện áp ngõ ra. Phạm vi thay đổi của điện áp ngõ vào và giá trị điện áp ngõ ra xác định phạm vi thay đổi của chu kỳ nhiệm vụ D: Dmin = 1 − Vin,max/Vout, và Dmax = 1 − Vin,min/Vout. Lý luận tương tự như với bộ biến đổi buck, độ thay đổi dòng điện cho phép sẽ bằng 2 lần dòng điện tải tối thiểu. Trường hợp xấu nhất ứng với độ lớn của điện áp trung bình đặt vào điện cảm khi khóa (van) ngắt đạt giá trị lớn nhất, tức là hàm số Vin/Vout×(Vin − Vout) đạt giá trị nhỏ nhất khi D thay đổi từ Dmin đến Dmax (chú ý là hàm số này có giá trị âm trong khoảng thay đổi của D). Gọi giá trị của D và Vin tương ứng với giá trị nhỏ nhất đó là Dth và Vin,th (giá trị tới hạn), đẳng thức sau (chỉ xét về độ lớn) được dùng để chọn giá trị chu kỳ (hay tần số) chuyển mạch và điện cảm: (1 − Dth)×T×(Vout − Vin,th) = Lmin×2×Iout,min Việc lựa chọn giá trị cho tụ điện ngõ ra hoàn toàn giống như đối với trường hợp bộ biến đổi buck. b, Mô hình bộ biến đổi Hình 2.11: Mạch của bộ biến đổi boost Trong phần này, ta sẽ nói về mạch và hoạt động của bộ biến đổi boost. Hình 2.11 giới thiệu mạch sử dụng cho bộ biến đổi boost. Hình 2.12 cho biết dạng sóng của bộ biến đổi ở trạng thái ổn định. Transistor sẽ mở trong khoảng thời gian Ton và khóa trong khoảng thời gian Toff. Điện áp qua cuộn dây VL(t), bằng điện áp đầu vào Vg(t), trong khoảng thời gian ton . Vg(t) được giữ là hằng số trong quá trinh mô phỏng. dòng điện cuộn cảm, iL(t), thì tỷ lệ với tích phân của VL(t). Do đó iL(t) tăng trong khoảng thời gian ton . Điện áp qua điode vdiode (t), bằng điện áp đầu ra v0(t) trong thời gian ton.Ngược lại ,dòng điện diode idiode(t) bằng không trong thời gian ton và dòng điện của transitor itran(t) bằng iL(t). idiode(t) bằng iL(t) trong thời gian toff khi itran(t) về không. vdiode (t) về không trong thời gian toff khi diode dẫn. Do đó, VL(t) bằng sự chênh lệch giữa vg(t) và v0(t) trong thời gian toff. VL(t) sẽ dương nếu v0(t) nhỏ hơn vg(t) và iL(t) sẽ liên tục tăng trong thời gian toff. Điều này là không thể trong trạng thái ổn định . v0(t) phải lớn hơn vg(t). Như vậy vL(t) âm trong thời gian toff và nó luôn là hằng số nếu bộ biến đổi được thiết kế hợp lý, ví dụ, v0(t) có độ nhấp nhô nhỏ . Ngược lại độ dốc của iL(t) luôn là hằng số trong mỗi khoảng thời gian. Dòng tải iload(t) là hằng số khi v0(t) là hằng số. Dòng qua tụ icap(t) bằng sự chênh lệch giữa idiode(t) và iload(t). Có nghĩa là giá trị icap(t) phải về 0 ở trạng thái ổn định.Do đó giá trị của iload(t) bằng giá trị của idiode(t). Điện áp lý tưởng qua tụ v(t) thì tỉ lệ với tích phân của icap(t). Điện áp qua ESR của tụ,vESR(t) thì tỉ lệ với icap(t). Điện áp đầu ra vo(t) bằng tổng của v(t) và vESR(t). Mô tả không gian trạng thái : Hình 2.12: Mạch của bộ biến đổi boost trong khoảng thời gian ton Trong khi transitor mở thì điện áp transitor về không và điode thì không dẫn. Mạch ở hình 2.12 có thể được sử dụng như là một mô hình của bộ biến đổi Boost trong thời gian ton. Ở trong hình, một nguồn dòng được thêm vào. Từ hình 2.12 ta thu được các phương trình sau : (2.74) (2.75) (2.76) Biến đổi (2.76) ta được: (2.77) (2.78) (2.79) Thay thế (2.79) vào (2.75) ta được: (2.80) Đơn giản (2.80) ta được: (2.81) Bằng cách sử dụng (2.74), (2.81), (2.79) ta thu được hệ thống không gian trạng thái dưới đây: (2.82) ở đó: (2.83) (2.84) (2.85) (2.86) (2.87) (2.88) (2.89) Trong khi các transitor khóa, điện áp qua diode thì về 0. Do đó mạch trong hình 2.6 có thể được sử dụng như một mô hình của bộ biến đổi boost trong thời gian toff .Một mô hình không gian trạng thái được trình bày như sau: (2.90) ở đó: (2.91) (2.92) (2.93) (2.94) Ứng dụng không gian trạng thái trung bình : Phương pháp của không gian trạng thái trung bình được ứng dụng cho bộ biến đổi boost trong phần này. Các phương trình sau thu được nếu mở rộng (2.37): (2.95) (2.96) (2.97) (2.98) Các biểu thực một chiều bây giờ sẽ được nghiên cứu. Các phương trình sau thu được nếu mở rộng (2.36) : (2.99) (2.100) (2.111) Đơn giản (2.100) ta được : (2.112) Thay (2.112) vào (2.111) ta được : (2.113) Thay (2.112) vào (2.109) ta được : (2.114) (2.115) Điện áp một chiều qua ESR của tụ về 0 và kết quả này được chứng minh ở (2.113). Giá trị trung bình của dòng tải sẽ bằng giá trị trung bình của dòng qua diode. Dòng qua diode sẽ bằng dòng của cuộn dây trong khoảng thời gian D’ và nếu không thì bằng 0 . Do đó giá trị trung bình của dòng qua diode (xấp xỉ) bằng D’IL và kết quả này được giải thích ở (2.112). (2.115) cho thấy biên độ một chiều của bộ biến đổi boost và nó cao hơn 1. (2.42) được mở rộng và đơn giản hóa: (2.116) (2.117) IL và V ở (2.116) và (2.117) được thay thế bằng cách sử dụng (2.112) và (2.115) : (2.118) (2.119) Mở rộng (2.41) ta được: (2.120) (2.121) Hàm truyền đạt của bộ biến đổi Boost . Từ phương trình của biểu thức (2.62) ta có : (2.122) Rút gọn (2.122) ta được : (2.123) Tương tự như bô biến đổi buck ta sẽ tìm được hàm truyền đạt của bộ biến đổi boost : (2.124) Nếu bỏ qua điện trở của tụ điện thì hàm truyền đạt của bộ biến đổi thu được sẽ là : (2.125) 2.2.3. Bộ biến đổi buck-boost a, Nguyên tắc hoạt động Hình 2.13: Bộ biến đổi buck-boost Bộ biến đổi buck-boost hoạt động dựa trên nguyên tắc: khi khóa (van) đóng, điện áp ngõ vào đặt lên điện cảm, làm dòng điện trong điện cảm tăng dần theo thời gian. Khi khóa (van) ngắt, điện cảm có khuynh hướng duy trì dòng điện qua nó sẽ tạo điện áp cảm ứng đủ để diode phân cực thuận. Tùy vào tỷ lệ giữa thời gian đóng khóa (van) và ngắt khóa (van) mà giá trị điện áp ra có thể nhỏ hơn, bằng, hay lớn hơn giá trị điện áp vào. Trong mọi trường hợp thì dấu của điện áp ra là ngược với dấu của điện áp vào, do đó dòng điện đi qua điện cảm sẽ giảm dần theo thời gian. Với các giả thiết tương tự như các trường hợp trên, ở chế độ dòng điện qua điện cảm là liên tục, điện áp rơi trung bình trên điện cảm sẽ bằng 0. Với cách ký hiệu T = T1 + T2 như trên, điện áp rơi trung bình trên điện cảm khi đóng khóa (van) là (T1/T)×Vin, còn điện áp rơi trung bình trên điện cảm khi ngắt khóa (van) là − (T2/T)×Vout. Điều kiện điện áp rơi trung bình trên điện cảm bằng 0 có thể được biểu diễn: (T1/T)×Vin − (T2/T)×Vout = 0 Như vậy: (T1/T)×Vin = (T2/T)×Vout ⇔ D×Vin = (1 − D)×Vout Khi D = 0.5, Vin = Vout. Với những trường hợp khác, 0 < Vout < Vin khi 0 < D < 0.5, và 0 < Vin < Vout khi 0.5 < D < 1 (chú ý là ở đây chỉ xét về độ lớn, vì chúng ta đã biết Vin và Vout là ngược dấu). Như vậy, bộ biến đổi này có thể tăng áp hay giảm áp, và đó là lý do mà nó được gọi là bộ biến đổi buck-boost. Xét cùng một loại bài toán thường gặp như những trường hợp trên, tức là: cho biết phạm vi thay đổi của điện áp ngõ vào Vin, giá trị điện áp ngõ ra Vout, độ dao động điện áp ngõ ra cho phép, dòng điện tải tối thiểu Iout,min, xác định giá trị của điện cảm, tụ điện, tần số chuyển mạch và phạm vi thay đổi của chu kỳ nhiệm vụ, để đảm bảo ổn định được điện áp ngõ ra. Phạm vi thay đổi của điện áp ngõ vào và giá trị điện áp ngõ ra xác định phạm vi thay đổi của chu kỳ nhiệm vụ D: Dmin = Vout/(Vin,max + Vout), và Dmax = Vout/(Vin,min + Vout). Lý luận tương tự như với bộ biến đổi buck, độ thay đổi dòng điện cho phép sẽ bằng 2 lần dòng điện tải tối thiểu. Trường hợp xấu nhất ứng với độ lớn của điện áp trung bình đặt vào điện cảm khi khóa (van) ngắt đạt giá trị lớn nhất, tức là khi D = Dmin. Như vậy đẳng thức dùng để chọn chu kỳ (tần số) chuyển mạch và điện cảm L giống như của bộ biến đổi buck: (1 − Dmin)×T×Vout = Lmin×2×Iout,min Cách chọn tụ điện ngõ ra cho bộ biến đổi này cũng không khác gì so với những trường hợp trên b, Mô hình bộ biến đổi Hình 2.14: Mạch của bộ biến đổi buck -boost Trong phần này mạch và hoạt động của bộ biến đổi buck-boost được trình bày. Một mô hình tuyến tính của bộ biến đổi buck- boost sẽ được so sánh vớ kết quả mô phỏng của bộ biến đổi. hình 2.14 giới thiệu mạch của bộ biến đổi buck-boost . tín hiệu điều khiển là hình dạng của xung và cả độ rộng của xung ở trạng thái ổn định. Transistor ở trạng thái mở trong khoản thời gian ton và ở trạng thái khóa trong khoảng thòi gian toff . Điện áp qua cuộn dây vL(t) bằng điện áp vào vg(t) trong khoảng thời gian ton. Trong quá trình mô phỏng điện áp vào vg(t) là không đổi. Dòng điện của cuộn dây iL(t) thì tỷ lệ với tích phân của điện áp vL(t) và iL(t) tăng khoảng thời gian ton. Transistor không dẫn trong khoảng thời gian toff thay vì vậy diot sẽ dẫn và điện áp qua diot bằng không. Do vậy điện áp vL(t) bằng –v0(t), nghĩa là điện áp đầu ra mang dấu âm.Ở trạng thái ổn định, iL(t) phải giảm trong khoảng thời gian toff khi nó tăng trong khoảng thời gian ton. Kết quả là vL(t) phải âm trong khoảng thời gian toff và v0(t) phải dương .Chú ý để xác định chiều phân cực cho điện áp v0(t) ở hình 2.14 , nó được xác định theo chiều ngược lại của các bộ biến đổi buck và boost. Điện áp vL(t) luôn là hằng số trong khoảng thời gian toff nếu bộ biến đổi được thiết kế một cách hợp lý. Nghĩa là độ nhấp nhô điện áp của v0(t) là thấp. tuy nhiên trong mỗi khoảng thời gian độ dốc của iL(t) luôn là hằng số. Điện áp qua diot, vdiot(t) bằng vg(t)+ v0(t) trong khoảng thời gian ton, do đó dòng điện qua diot bằng không trong khoảng thời gian ton và đòng điện qua transistor itrans(t) bằng iL(t). idiot(t) bằng iL(t) tong khoảng thời gian toff khi dòng itrans(t) bằng không. Khi điện áp v0(t) luôn là hằng số thì dòng tải iload(t) cũng luôn là hằng số. dòng qua tụ điện icap(t) bằng sự chênh lệch giữa idiot(t) và iload(t). Ở trạng thái ổn định giá trị trung bình của icap(t) bằng không và do đó giá trị trung bình của iload(t) bằng giá trị trung bình của idiot(t). Điện áp lý tưởng qua tụ vL(t) thì tỷ lệ với tích phân của dòng điện icap(t). điện áp qua ESR của tụ , vESR(t) thì tỷ lệ với icap(t). Điện áp đầu ra v0(t) bằng tổng vL(t) và vESR(t). (“đối với mạch boost và buck-boost thì tụ điện và tải được cung cấp bằng dòng qua diot nên độ gợn sóng sẽ lớn hơn do dòng chạy qua diot không liên tục, còn mạch buck tụ điện và tải được cung cấp bằng dòng điện chạy qua cuộn dây do dòng này là liện tục nên độ gợn sóng của mạch buck nhỏ hơn” phần (2.5)). Mô tả không gian trạng thái cho mỗi khoảng thời gian Mô tả không gian trạng thái cho bộ biến đổi buck-boost trong trường hợp khi transistor hoạt động ở trạng thái mở và khóa. Trong khi transistor mở , điện áp qua transistor bằng không và diot không dẫn. Do đó mạch ở hình 2.12 có thể sử dụng như là mô hình của bộ biến đổi buck-boost trong khoảng thời gian ton . Kết quả sử dụng mạch này là có thêm một nguồn dòng được tiêm vào iinj(t), nó được định nghĩa theo chiều ngược lại để so sánh với chiều định nghĩa sử dụng cho bộ biến đổi boost. Một mô hình không gian trạng thái cho mạch ở hình 2.12 được trình bày ở phần trước. vì vậy nó là mô hình không gian trạng thái của bộ biến đổi buck-boost trong khoảng thời gian ton. (2.126) ở đó: (2.127) (2.128) (2.129) (2.130) (2.131) (2.132) (2.133) Trong khi transistor bị khóa, điện áp qua diot bằng không. Do đó mạch ở hình 2.7 có thể sử dụng như là mô hình của bộ biến đổi buck-boost trong khoảng thời gian toff. Mô hình không gian trạng thái cho mạch được trình bày ở phần trước, (2.18)-(2.22), theo đó mô hình của không gian trạng thái trong khoảng thời gian toff : (2.134) ở đó : (2.135) (2.136) (2.137) (2.138) Phương pháp không gian trạng thái trung bình Phương pháp không gian trạng thái trung bình được áp dụng cho bộ biến đổi buck boost. Các phương trình sau đây thu được bằng cách mở rộng (2.37). (2.139) (2.140) (2.141) (2.142) Mở rộng (2.36) ta thu được các phương trình sau : (2.143) Biến đổi ta có : (2.144) Mở rộng và đơn giản hóa (2.41) ta được : (2.145) (2.146) Thay thế IL và V vào (2.146) vào (2.145) ta được : (2.147) (2.148) Hàm truyền đạt của bộ biến đỏi buck-boost Từ phương trình (2.63) ta thu được : (2.149) Từ đó ta rút ra được hàm truyền đạt của bộ biến đổi buck-boost : (2.150) Bỏ qua điện tở của tụ ta thu được ham truyền đạt có dạng sau : (2.151) 2.3. CÁC BỘ BIẾN ĐỔI CÁCH LY 2.3.1. Bộ biến đổi kiểu Flyback Hình 2.15: Bộ biến đổi Flyback Bộ biến đổi flyback cách ly giữa đầu vào và đầu ra , nó là bộ biến đổi truyền công suất gián tiếp thông qua biến áp. Cho điện áp đầu ra lớn hơn hay nhỏ hơn điện áp đầu vào , từ một đầu vào có thể cho nhiều đầu ra, bằng cách tạo ra phía sơ cấp cảu biến áp nhiều đầu ra. Với bộ biến đổi flyback thì năng lượng không được chuyển trực tiếp từ đầu vào ra đầu ra giống như ở bộ biến đổi forward là năng lượng được chuyển đổi trực tếp tới đầu ra theo cách hiều đó chúng ta có thể thấy rằng bộ biến đổi buck-boost cũng có thể được gọi là một dạng của bộ biến dổi flyback. Chúng ta đã biết chỉ có sự biến thiên của dòng điện mới tạo ra được từ thông và sức điện động cảm ứng trên các cuộn dây trên biến áp. Vì nguồn cung cấp là điện áp một chiều nên dòng điện không biến thiên để tạo ra được dòng điện biến thiên ta phải sử dụng các van bán dẫn đóng ngắt liên tục. Hình 2.8 trình bày bộ biến đổi flyback cơ bản transistor làm việc như một cái khóa nó đóng mở bằng tín hiệu điều biến độ rộng xung.Trong khoảng thời gian mở của transistor điện áp sơ cấp của biến áp bằng điện áp đầu vào, làm cho dòng điện sơ cấp tăng tuyến tính. Trong giai đoạn này năng lượng được dự trữ ở trong lõi sát từ của biến áp, trong giai đoạn transistor mở thì dòng điện sơ cấp bằng không vì diot bị khóa, nên điện áp tải được cung cấp bằng tụ điện. Khi transistor khóa thì dòng điện phía sơ cấp bị gián đoạn và điện áp ở biến áp được chuyển đổi theo định luật Faraday, diot dẫn và năng lượng từ lõi sắt từ của biến áp thông qua diot để chuyển tới đầu ra cung cấp cho tải và nạp cho tụ điện. Trong khi transistor mở thì điện áp trên van bán dẫn bằng không còn trong khoảng thời gian transistor khóa thì điện áp đầu ra sẽ phản hổi lại bên sơ cấp của biến áp và điện áp trên khóa bán dẫn sẽ được tăng lên theo công thức , nên nếu sử dụng một nguồn điện áp là 230V/50Hz thì nó sẽ tăng lên xấp xỉ 700V. Trong thực tế điện áp này còn thể cao hơn do hiện tượng tự cảm trong cuộn cảm rò của biến áp,để cho phép các tác động điện áp tối thiểu của thiết bị phải chịu được là 800V. Thiết kế bộ biến đổi flyback Điện áp sơ cấp của biến áp có giá trịn trung bình là nó sẽ bằng không trong trạng thái ổn định.(nếu không dòng điện sẽ tăng một cách vô tận) Điều này dẫn đến : Tỷ số của máy biến áp phải được lựa chọn vì vậy năng lượng trong khoảng thời gian mở (thời gian nạp) bằng năng lượng trong khoảng thời gian xả. nên tỉ số biến áp Điện áp đánh thúng của khóa và điện áp ngược của diot trong trường hợp này được tính như sau : Phải chú ý rằng điện ápđánh thủng đinh mức của khóa phải được lựa chọn cao hơn vì khi mở khóa ra thì còn có điện áp rò của cuộn dây biến áp. Thiết kế cuộn dây sơ cấp của biến áp : L1 dùng để lưu trữ năng lượng trong khoảng thời gian mở của transistor ,đó là năng lượng yêu cầu ở đầu ra, năng lượng này được tính bởi công thức .Ở đó T là chu kỳ chuyển mạch còn P0 là công suất định mức.năng lượng được lưu trữ ở cuộn dây sơ cấp trong một nữa chu kỳ đầu và được chuyển tới đầu ra trong nữa chu kỳ còn lại. Trong khoảng thời gian transistor mở điện áp qua cuộn dây sơ cấp bằng Vs và dòng điện có dạng dốc, vì vậu năng lượng đầu vào được tính theo công thức sau : Năng lượng lưu trữ trong cuộn dây L1 được tính toán theo công thức sau : Từ đó ta suy ra Các công thức trên tính toán trên với hiệu suất 100% nếu chúng ta xác định hiệu suất là có nghĩa là năng lượng lưu trữ trong cuộn dây L1 không được chuyển toàn bộ ra đầu ra lúc đó L1 được tính toán như sau : 2.3.2. Bộ biến đổi kiểu push-pull Hình 2.16: Sơ đồ bộ biến đổi push-pull Hình 2.17: Dạng sóng điện áp của bộ biến đổi push-pull Biến áp T1 vơi cuộn thứ cấp có nhiều đầu ra, mỗi đầu ra này cung cấp một cặp xung vuông lệch pha 180o có biên độ xác định bởi số vòng dây của cuộn thứ cấp. Đô rộng xung được nhận dạng và xác định bởi mạch điều khiển trong vòng hồi tiếp âm lấy từ vòng thứ cấp chính Vm.. cuộn dây thứ cấp Nm là cuộn chính còn các Ns1 và Ns2 là các cuộn phụ. Hai transistor chuyển mạch là Q1 và Q2 có cực B được điều khiển bời hai xung có độ rộng thay đổi o bộ PWM. Khi transisor mở hoàn toàn thì sụt áp trên nó khoảng V do vậy khi một trong hai transistor mở nó đặt một xung áp hình vuông có trị số Vdc-1 lên nửa cuộn sơ cấp. Khi đó điện áp đầu ra ở catot của diode chỉnh lưu có dạng xung vuông trong khoảng thời gian Ton với độ lớn là : V0=(Vdc-1)Ns/Np-Vd Với Ns, Np là số vòng dây của cuộn thứ cấp và sơ cấp, Vd là sụt áp thuận trên diode chỉnh lưu. Vd bằng 1V đối với diode phục hồi nhanh thông thường, và 0,5V đối với diode Schottky. Do mỗi nữa chu kỳ T xuất hiện một xung vuông này nên dãy xung đầu ra tai catot của các diode chỉnh lưu có chu kỳ là 2Ton/T. Giả sử các diode chỉnh lưu đều sử dụng loại diode Schottky (có sụt áp thuận là 0.5V) thì các đầu ra thứ cấp chính (Vm) và phụ (VS1, VS2) sẽ cho các điện áp một chiều được tính theo công thức : 2.3.3. Bộ biến đổi kiểu full-bridge Bộ biến đổi DC-DC được sử dụng để tăng điện áp đầu ra trên hệ thống pin nhiên liệu. Trong một số tài liệu tổng quát đã chỉ ra rằng có 2 cấu trúc được sử dụng rộng rãi là : - Bộ biến đổi PWM full-bridge thông thường - Bộ biến đổi PWM full-bridge phase shifted Để làm giảm kích thước và trọng lượng của các thành phần từ tính, đòi hỏi phải tăng tần số chuyển mạch cho bộ biến đổi DC-DC. Tuy nhiên, bộ biến đổi PWM thông thường hoạt động tại tần số cao. Các mạch kí sinh có tác động làm giảm hiệu suất của bộ biến đổi. Trong các ứng dụng công suất cao, tổn hao chuyển mạch tăng và yêu cầu phải có các mạch bảo vệ cho chúng. Việc sử dụng mạch bảo vệ hay các mạch tương đương sẽ làm giảm đáng kể tổn hao và hiệu suất thấp hơn. Trong trường hợp của bộ biến đổi full Bridge thông thường, các van chéo đối diện nhau tên là Q1 và Q2 hay Q3 và Q4, được mở hay khóa một cách đồng thời như mô tả trong hình 2.18. Khi tất cả 4 van đều khóa, dòng tải chạy vòng qua các diode chỉnh lưu. Năng lượng được tích trữ trong cuộn cảm của biến áp công suất, do sự tồn tại rõ ràng của điện dung tiếp giáp trên mosfet. Điều này tạo ra việc cần thiết phải sử dụng mạch bảo vệ làm tăng toàn bộ tổn hao và làm giảm hiệu suất của bộ biến đổi. Nếu mạch bảo vệ không được sử dụng, việc lựa chọn linh kiện trở nên rất khó vì điện áp giới hạn cho các van phải được cao hơn. Nếu điện áp giới hạn tăng, tổn hao khi dẫn sẽ tăng và kết quả là giá thành và toàn bộ tổn hao của bộ biến đổi tăng. Hình 2.18: Bộ biến đổi PWM full Bridge thông thường Để làm tối thiểu dao động kí sinh, các tín hiệu cực của Q2 và Q4 được trễ so với tín hiệu của Q1 và Q3 như chỉ ra trong hình 2.19. Điều này có nghĩa rằng phía sơ cấp của biến áp được kết nối với điện áp đầu vào hay được ngắn mạch. Dòng qua cuộn cảm thì không bao giờ bị ngắt, như vậy, việc giải quyết vấn đề của dao động kí sinh được liên kết với bộ biến đổi PWM full Bridge thông thường. Năng lượng tích trữ trong cuộn cảm có thể được sử dụng để xả năng lượng tích trữ trong điện dung tiếp giáp để thực hiện điều kiện chuyển mạch điện áp 0 (ZVS) cho cả 4 van trong phía sơ cấp. Trong trường hợp này, bộ biến đổi yêu cầu không có sự cộng hưởng thêm vào giữa các thành phần. Hình 2.19: Bộ biến đổi PWM full Bridge Phase shifted 2.3.4. Bộ biến đổi kiểu full-bridge có nhánh clamp a. Hoạt động ở chế độ nạp (chế độ buck) Bộ biến đổi DC-DC 2 chiều trong khi hoạt động ở chế buck được mô tả ở hình 2.20 . trong chế độ hoạt động này của bộ biến đổi DC 2 chiều bộ biến đổi có thể được thực hiện lai cùng với điện áp không và dòng không ZCZVS của bộ biến đổi cầu full-bridge ở bên thấp .Tuy nhiên bộ biến đổi cầu full-bridge cùng với clamp active có thể đạt được ZVZCS thuận lợi cùng với công tắc clamp có sẵn sử dụng 1 thời gian điều khiển xác định từ những gì đã đề xuất ở [5]. Chỉnh lưu đồng bộ cũng có thể sử dụng cho bên cung cấp dòng điện current –fed ( boost mode side) thiết bị chuyển mạch để giảm tổn thất khi dẫn. Cùng với sự hoạt động mạch clamp , kích hoạt của công tắc clamp , SC m có thể khới động lại dòng freewheeling , và đồng thời thực hiện ZCS cho 1 cặp thiết bị S8 và S6 , Nó sẽ đề cập đến khái niệm để đạt được ZVZCS cùng với sự trợ giúp của 1 nhánh clamp bên cung cấp dòng điện đã được giới thiệu. Hình 2.20: Bộ biến đổi DC-DC 2 chiều ở chế độ nạp Giản đồ thời gian và dạng sóng trình bày trên hình 4.19.hoạt động không cần chỉnh lưu đồng bộ không cần kích hoạt S1, S2, S3, và S4. Hình 2.21: Bộ biến đổi DC-DC 2 chiều ở chế độ nạp tương ứng với dòng và áp Hình 2.22: Biểu đồ dạng sóng của bộ biến đổi DC-DC 2 chiều Giai đoạn 1 :(t0 – t1): Trước thời gian t0 bên cao công tắc S5 đã sẵn sàng mở , ngược lại bên điện âp thấp các thiết bị chuyển đổi giữ dòng tải freewheeling . Tại thời diểm t0 S6 mở và điện áp Vin (điện áp pin) được đặt vào bên cao của cuộn dây biến áp và Vcd mang tính cực dương. Tại thời điểm này Vcd chỉ thấy bằng sự rò rỉ điện cảm biến áp đó là điện áp phản hồi bên cao. Dòng điện chạy qua cuộn dây biến áp bên cao tăng theo đọ dốc của Khi đó dòng điện bên cao của biến áp tăng nhanh đạt mức dòng tải tại t1 dòng freewheeling chỉ được giữ bởi diot của s1 và s2 .phía thứ cấp của biến áp điện áp Vab cũng mang tích cực dương và thay đổi theo sự phản hồi từ bên cao theo biều thức ở đó n là tỷ số của biến áp. Các diot của s3 và s4 bị khóa trong thời gian này . vấn đề phục hồi các diot xảy ra tại thời điểm khóa . Giai đoạn 2 (t1 –t2): Tại thời điểm t1 dòng điện của biến áp đạt mức dòng tải và điện áp Vpn đạt bằng điện áp .cuộn cảm rò rỉ LK và tụ điện clamp CC tạo thành 1 mạch cộng hưởng , chu kỳ cộng hưởng bắt đầu khi tụ điện clamp nạp bằng dòng chay qua diot của công tắc clamp. Quá trình này kết thúc tại t2 khi tụ điện clamp sẽ phóng nhưng bị chặn bởi công tắc clamp SC. Giai đoạn 3 ( t2-t3): Sau thời gian t2 , mạch sẽ bước vào giai đoạn hoạt động bình thường . phía đầu ra cuộn dây liên tục được nạp theo sự tăng lên của đường dốc của: Giai đoạn 4 (t3-t4): Tại thời điểm t3, kết thúc 1 giai đoạn của chu kỳ duty cùng với công tắc S5 bị khóa. Dòng tải bên thứ cấp sẽ nạp điện dung ký sinh của S5 và sụ phóng điện dung ký sinh của s7. diot mắc song song của s7 dẫn dòng rò freewheeling. Phía bên kia vào thời gian này SC sẽ được mở ra , và tụ điện clamp sẽ giữ điện áp Vpn . điện áp này chính là điện áp được phản hồi tới bên thứ cấp giữa điểm c và d và được đặt vào cuộn cảm rò rỉ và kích hoạt lại dòng freewheeling. Giai đoạn 5 (t4-t5): Trong giai đoạn 5, S7 có thể được mở cùng với SVS vì diot mắc song song đang dẫn. và dòng freewheelng ở bên cao liên tục bị giảm về không lúc đó các diot mắc song song của s1 và s2 bắt đầu bị chặn, tại thời điểm này dòng tải đầu ra đang tăng và được cung cấp bởi nhánh clamp. Giai đoạn 6 (t5-t6): Tại thời điểm t5 , SC bị khóa . Vpn giảm xuống hết và chu kỳ freewheling ở bên phía điện áp thấp được bắt đầu. so sánh với mạch chuyển đổi bình thường thì sụ khác nhau đó là nó không có dòng freewheling ở bên phía điện áp cao.và như vậy kết quả là tổn thất khi dẫn lưu lại Giai đoạn 7 (từ t6-t7): Tại thời điểm t6 , S6 bị khóa dưới điều kiện SCS vì dòng rò đã sẵn sàng đặt lại không. Giai đoạn 8 (t7-t8): Tại thời điểm t7, S8 mở và mạch bắt đầu 1 nữa chu kỳ còn lại nó cũng được mô tả giống như trước. chỉ khác đó là điện áp trên biến áp đảo cực tính và các thiết bị chuyển mạch hoạt động đổi thành 1 cặp chéo còn lại. ở dạng sóng dòng điện hình 4.19 , dường nét đứt biều diễn dòng điện dưới điều kiện hoạt động bình thường .không kích hoạt điện áp nhánh clamp . Những lợi ích của ZVZCS trong phần này như sau Sự mất mát dẫn trong suốt chu kỳ freewheeling được khử ở bên phía điện áp cao của thiết bị chuyển mạch. Tổn thất đóng ngắt bên phía điện áp cao cầu full-bridge được giảm bời việc chuyển sang cuộn sơ cấp . b.Hoạt động của chế độ xả (chế độ Boost) Hình 2.23 chỉ ra bộ biến đổi current-fed cách ly full Bride với một nhánh Clam tích cực trong suốt hoạt động chế độ Boost. Trong suốt chế độ này, điện áp của pin 48V sẽ được chuyển đổi tới 400V trên bus DC link. Hình 2.23: Bộ biến đổi DC-DC 2 chiều trong chế độ xả Đồ thị thời gian và dạng sóng khóa của bộ biến đổi được thể hiện trong hình 2.24. Bời vì sự đối xứng của bộ biến đổi một chu kì sẽ được mô tả. Hình 2.24: Dạng sóng điển hình của bộ biến đổi DC-DC 2 chiều trong chế độ xả Hình 2.25: Bộ biến đổi DC-DC 2 chiều ở chế độ boost Giai đoạn 1: Khi bộ biến đổi đang hoạt động trong trạng thái ổn định, các cặp van của cầu ở các vị trí dẫn chéo nhau với một chu kì duty lớn hơn 0,5. Kết quả là, cuộn cảm tăng được xả trong suốt khoảng thời gian trùng khi cả 4 van của cầu được mở (T1-T4) và xả khi chỉ có một cặp van chéo nhau được khóa và van Clamp được mở (T5-T7). Giai đoạn 2 : Tại T4, van clamp tích cực Sc mở dưới điều kiện chuyển mạch điện áp 0 bởi vì Isc đi qua diode Sc đấu tiên. Giai đoạn 3 : Trong suốt khoảng thời gian từ T5 đến T7, sự chênh lệch điện áp giữa tụ điện Clamp và điện áp đầu ra thì được đưa vào cuộn cảm của biến áp. Dòng tụ điện Clamp Ic chỉ ra sự cân đối giữa chế độ nạp và xả cho phép điện áp Bus một chiều Vpn là Clamp chính xác. Như vậy, dòng biến áp tăng tại một giới hạn của –(Vc – V0)/Lc. Từ T5 tới T6, dòng dư thừa của cuộn cảm chạy vào trong nhánh Clamp và từ T6 tới T7, tụ điện Clamp cung cấp dòng thiếu hụt tới dòng biến áp. Thiết kế tụ điện tích trữ năng lượng Cc Thiết kế CC dựa trên sự cộng hưởng giữa Cc và Lk. Cộng hưởng giữa hai thành phần này xảy ra trong suốt giai đoạn khóa của chế độ hoạt động boost.Vì vậy khoảng thời cực đại của nó phải vượt quá Ts/2. Tiêu chuẩn để lựa chọn Cc là chu kì cộng hưởng phải lớn hơn Ts/2 có nghĩa như sau : Ở đó : Lk = Llk/n2, cuộn cảm biến áp phản ánh phía sơ cấp (phía current-fed) và TS là chu kì của tín hiệu điều khiển cho mỗi van của cầu. Từ các số liệu phân tích trong chương 3, cuộn cảm yêu cầu (Lk) của biến áp sẽ là 2.10microH để thực hiện chuyển mạch mềm của các Mosfet của bộ biến đổi. Thay thế giá trị của Lk trong 4.1 tạo ra giá trị dưới đây của tụ điện tích trữ năng lượng CC : Cuối cùng, một phần của nhánh Clamp, tụ điện tích trữ năng lượng của CC=20 được lựa chọn. CHƯƠNG 3. THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN CHO BỘ BIẾN ĐỔI DC-DC 3.1. CẤU TRÚC HỆ THỐNG Hệ thống bộ biến đổi DC-DC giữ một vai trò rất quan trọng trong các hệ thống năng lượng tái tạo, để ồn định điện áp đầu ra cho các bộ DC-DC đòi hỏi bộ điều khiển phải hoạt động một cách tin cậy . Do điện áp đầu ra của các hệ thống PV , pin nhiên liệu không đủ lớn để có thể cung cấp cho đầu vào của bộ nghịch lưu do đó ta phải sử dụng các bộ biến đổi DC-DC để nâng điện áp lên mức yêu cầu, để điện áp đầu ra thỏa mãn thì cấu trúc của hệ thống thường gồm có hai mạch vòng chính là mạch vòng dòng điện và mạch vòng điện áp. Phần mềm máy tính (-) (-) Ru Ri PH áp DC-DC PH dòng Hình 3.1: Cấu trúc chung của bộ biến đổi DC-DC Trong cấu trúc trên thì các bộ điều khiển được thực hiện trên máy tính hoặc vi điều khiể, tín hiệu ra các xung PWM dùng để mở các van bán dẫn như mosfet hay IGBT để thay đổi điện áp cho các bộ DC-DC. Các tín hiệu phản hồi áp và dòng trước khi đưa vào máy tính được xủ lý trước để dưa tín hiệu số vào máy tính. 3.2. MÔ HÌNH TOÁN CHO BỘ BIẾN ĐỔI DC-DC BIDRECTIONAL 3.2.1. Xây dựng mô hình toán theo chiều boost Chế độ boost của bộ biến đổi 2 chiều được biểu diễn đơn giản như hình 3.2. Nhìn vào mạch boost này ta thấy rằng mạch hoạt động ở chế độ hai chiều và mạch boost là hoàn toàn tương tự nhau. Hình 3.2: Mô hình đơn giản của bộ biến đổi boost Với chế độ boost khi 2 cặp khóa chéo nhau dẫn thì có dòng chảy biến áp xung vì vậy có dòng tới tải tương ứng với khi khóa T mở ra còn khi khóa T đóng lại thì tương ứng với trường hợp khi cả 4 khỏa của mạch 2 chiều dẫn vả lúc đó cuộn cảm sẽ nạp điện. UIN là điện áp đầu vào của bộ biến đổi (hoặc điện áp đầu ra của siêu tụ) và Uout Là điện áp đầu ra của bộ biến đổi nó là điện áp yêu cầu của cấu trúc ac/dc/ac Chế độ boost được mô tả bởi các phương trình vi phân tuyến tính có giá trị trung bình. Hoạt động của bộ biến đổi ở chế độ chuyển mạch và tỷ lệ điện áp đầu ra được điều khiển bởi hệ số duty D=ton/T . ở đó ton là thời gian khóa mở, và T là chu kỳ chuyển mạch của bộ biến đổi. (3.1) Biểu diễn các phương trình dưới dạng toán từ laplace ta được phương trình sau : (3.2) Trong đó T1 và T2 là các hằng số thời gian vào và ra của bộ biến đổi Đặt T1= C.RL T2= L/R Chia cả hai vế cho ta được : (3.3) ở đó ku là hệ số khuyếch đại của điện áp điều khiển và ρ là tỷ số chung của R và RL ,ξ là hệ số damping. Từ (3.3) cho thấy thuộc tính động học phụ thuộc vào tần số dao động và hệ số damping . việc tăng R làm giảm hệ số khuyếch đại điện áp của bộ biến đổi và cũng làm giảm hiệu suất chuyển đổi. nói chung các điện kháng R làm giảm tính đáp ứng của hệ thống, nếu tính cả điện trở trong của nguồn là Ri thì tham số điện trở cuối cùng ảnh hưởng tới hệ thống là . Do đó để hệ thống đáp ứng nhanh thì điện trở thuần của cuộn dây càng nhỏ càng tốt. Hàm truyền của bộ biến đổi với cấu trúc như phần trước sẽ có dạng như sau : (3.4) 3.2.2. Xây dựng mô hình toán theo chiều buck Tương tự như chế độ boost thì khi bộ biến đổi hoạt động ở chế độ buck ta có thể đơn giản hóa cấu trúc của bộ biến đổi về mạch sau : Hình 3.3: Mô hình đơn giản của bộ biến đổi buck Theo như chương 2 ta đã thành lập được mô hình toán của bộ biến đổi buck vì vậy mô hình toán cho chiều buck cung tương tự như như vậy. ở đây ta bỏ qua điện trở thuần của cuộn dây và của tụ điện nên mô hình toán của bộ biến đôi khi hoạt động ở chế độ buck như sau : (3.5) 3.3.TỔNG HỢP BỘ ĐIỀU KHIỂN 3.3.1. Cấu trúc bộ điều khiển PID Bộ điều khiển PID là một bộ điều khiển thông dụng được sử dụng từ lâu trong công nghiệp. Đây được coi là những bộ điều khiển cổ điển, tuy nhiên hiện nay vẫn được sử dụng rộng rãi trong công nghiệp do tính ưu việt của nó. Lý do bộ điều khiển này được sử dụng rộng rãi là vì tính đợn giản của nó cả về cấu trúc lẫn nguyên lý làm việc, bên cạnh đó nó còn có khả năng triệt tiêu sai số xác lập, tăng đáp ứng quá độ, giảm độ quá điều chỉnh nếu các tham số bộ điều khiển được chọn lựa thích hợp. Do sự thông dụng của nó nên nhiều hãng sản xuất thiết bị điều khiển đã cho ra đời các bộ điều khiển thương mại rất thông dụng. Một bộ điều khiển PID nói chung là một bộ điều khiển bao gồm vòng điều chỉnh và vòng phản hồi tín hiệu . Cấu trúc chung của bộ PID được trình bày như sau: PID ĐTĐK W e - Hình 3.4: Cấu trúc chung của bộ điều khiển PID Một bộ điều chỉnh PID có thể bao gồm đầy đủ 3 thông số P,I,D hoặc tùy yêu cầu của hệ thống mà có thể là bộ điều khiển I, P, PI, PD. Việc tính toán điều khiển PID bao gồm tính toán riêng biệt các tham số: khâu tỷ lệ, khâu tích phân và khâu vi phân Khâu tỷ lệ có nhiệm vụ phục tùng và thực hiện chính xác nhiệm vụ được giao. Khâu tích phân: thực hiện công việc và có tích lũy kinh nghiệm để thực hiện tốt nhiệm vụ. Khâu vi phân: luôn có sáng kiến và phản ứng nhanh với sự thay đổi tình huống trong quá trình thực hiện nhiệm vụ. Bộ điều khiển PID thường được sử dụng để điều khiển đối tượng SISO theo nguyên lý hồi tiếp như trên. Bộ điều khiển PID có nhiệm vụ đưa sai lệch tĩnh e(t) của hệ thống về 0 sao cho quá trình quá độ thỏa mãn yêu cầu sau: Nếu sai lệch e(t) càng lớn thì thông qua thành phần Up(t), tín hiệu điều chỉnh U(t) càng lớn Nếu sai lệch e(t) chưa bằng 0 thì thông qua thành phần Ui(t), PID vẫn còn tạo tín hiệu điều chỉnh Nếu sự thay đổi của sai lệch e(t) càng lớn thì thông qua thành phần Ud(t), phản ứng thích hợp của u(t) sẽ càng nhanh Thông qua việc điều chỉnh 3 thông số trong các thuật toán điều khiển PID, bộ điều khiển có thể kiểm soát quá trình cụ thể mà hệ thống yêu cầu. Tùy từng đối tượng khác nhau mà trong bộ điều khiển pid có thể có các thành phần P,I.,D nếu như đổi tượng đã có khâu tích phần rồi thì trong bộ điều khiển ta không cần phải đưa thêm khâu tích phần vào nữa, lúc đó ta chỉ cần sử dụng bộ điều khiển PD, hay khi tín hiệu trong đối tượng thay đổi tương đối chậm và bản thân bộ điều khiển cung không nhất thiết phải có sự thay đổi thật nhanh với sự thay đổi của đối tuongj thì trong bộ điều khiển không cần phải có khâu D, lúc đó ta chỉ cần sử dụng bộ điều khiển PI là được. 3.3.2. Tổng hợp bộ điều khiển cho các bộ biến đổi DC-DC Để tổng hợp bộ điều khiển cho các bộ biến đổi DC-DC ,ở đây ta tổng hợp bộ điều khiển theo tiêu chuẩn tích phân bằng cách sử dụng công cụ Rltool của matlab.Với việc sử dụng tiêu chuẩn tích phân có nhiều tiêu chuẩn như tiêu chuẩn tích phân bình phương sai lệch ISE (Integral of Square Error), tiêu chuẩn tích phân của tích số giữa thời gian và giá trị tuyệt đối của sai lệch (ITAE) (Integral of Time multiplied by Absolute value of Error), tiêu chuẩn tích phân của tích số giữa thời gian với bình phương hàm sai lệch (ITSE) (Integral of Time multiplied by Square of Error), Tiêu chuẩn tích phân giá trị tuyệt đối của sai lệch IAE (Integral of Absolute value of Error) . Trong đồ án ta sẽ tổng hợp bộ điều khiển theo tiêu chuẩn tích phân giá trị tuyệt đối của sai lệch vì theo tiêu chuẩn này thì việc tính các tham số của bộ điều khiển là đơn giản nhất. Đối với hệ thống điều khiển ta khi ta chưa biết được chu kì trích mẫu của hệ thống thì ta nên thiêt kế trên miền thời gian liên tục sau đó khi chuyển sang miền gián đoạn để lập trình thì ta sẽ sử dung phương pháp xấp xỉ liên tục sẽ tối ưu hơn. Tuy nhiên nhiều hệ thống ta phải dựa vào kinh nghiệm để xác định được chu kì trích mẫu, khi đó ta có thể tổng hợp bộ điều khiển ngay trên miền gín đoạn. Do đó trong đồ án này ta sẽ tổng hợp bộ điều khiển trên cả hai miền. a, Tổng hợp bộ điều khiển của bộ biến đổi buck Thông số của bộ biến đổi như sau : Điện áp vào Vi =24V,điện trở tải R=52Ω, hệ số Duty D=0,5,độ tự cảm của cuộn dây L=19.51mH, điện dung của tụ điện C=50uF; Sau khi tổng hợp ta thu được bộ điều khiển có các thông số như sau : Bộ điều khiển dòng : Kp= 0.013183; Ki = 7.2915173; Bộ điều khiển áp : Kp= 0.81577; Ki = 453.894428; b, Tổng hợp bộ điều khiển của bộ biến đổi boost Thông số của bộ biến đổi như sau : Điện áp vào Vi =24V,điện trở tải R=52Ω, hệ số Duty D1=0,45,độ tự cảm của cuộn dây L=19.51mH, điện dung của tụ điện C=50uF; Sau khi tổng hợp ta thu được bộ điều khiển có các thông số như sau : Bộ điều khiển dòng : Kp= 4.69989e-5; Ki = 0.036153; Kd = 2.0824128e-7; Bộ điều khiển áp : Kp= 54.257; Ki = 0; Kd = 0; c, Tổng hợp bộ điều khiển của bộ biến đổi buck-boost Thông số của bộ biến đổi như sau : Điện áp vào Vi =24V,điện trở tải R=52Ω, hệ số Duty D=0.6, độ tự cảm của cuộn dây L=19.51mH, điện dung của tụ điện C=50uF; Sau khi tổng hợp ta thu được bộ điều khiển có các thông số như sau : Bộ điều khiển dòng : Kp= 0.0028; Ki = 1.0189; Bộ điều khiển áp : Kp= 0.9066; Ki = 47.1173; d,Tổng hợp bộ điều khiển của bộ biến đổi theo chiều buck Thông số của bộ biến đổi như sau : Điện áp vào Vi =400V,điện trở tải R=10Ω, hệ số Duty D=0.6, độ tự cảm của cuộn dây L=0.15uH, điện dung của tụ điện C=5nF; Sau khi tổng hợp ta thu được bộ điều khiển có các thông số như sau : Bộ điều khiển dòng : Kp= 10; Ki = 0.5; Bộ điều khiển áp : Kp= 5; Ki = -0.00299; e, Tổng hợp bộ điều khiển của bộ biến đổi theo chiều boost Thông số của bộ biến đổi như sau : Điện áp vào Vi =30V,điện trở tải R=52Ω, hệ số Duty D=0.45, độ tự cảm của cuộn dây L=0.15uH, điện dung của tụ điện C=5nF; Sau khi tổng hợp ta thu được bộ điều khiển có các thông số như sau : Bộ điều khiển dòng : Kp= 76.77; Ki = 107.478; Bộ điều khiển áp : Kp= 0.9807; Ki = 0; 3.4. MÔ PHỎNG CÁC CẤU TRÚC CỦA BỘ BIẾN ĐỔI DC-DC BIDRECTIONAL 3.4.1. Mô phỏng các cấu trúc của bộ biến đổi không cách ly a, bộ biến đổi buck sau khi có được các thông số của bộ điều khiển ta xây dựng sơ đồ mô phỏng của các bộ biến đổi như sau : Sơ đồ mô phỏng của mô hình toán : Hình 3.5: Sơ đồ mô phỏng mô hình toán của bộ biến đổi buck Sơ đồ mô phỏng của sơ đồ khối : Hình 3.6: Sơ đồ mô phỏng sơ đồ khối của bộ biến đổi buck Kết quả mô phỏng Hình 3.7: Kết quả mô phỏng của bộ biến đổi buck Đối với mô hình toán ta coi tải là thuần trở để xây dựng được mô hình toán một cách đơn giản, vì vậy khi tải là trở cảm thì ta phải thay điện trở thuần bằng một tải có tổng trở Z (R+sL),tuy nhiên như thế thì rất phức tạp trong mô hình toán của bộ biến đổi vì vậy một cách đơn giản ta vẫn áp dụng mô hình toán đơn giản để tổng hợp bộ điều khiển cho trường hợp khi tải là trở cảm. Hình sau cho thấy kết quả giữa hai trường hợp khi ta mô phòng bộ biến đổi dưới dạng mô hình toán và bộ biến đổi dưới trường hợp là các phần tử công suất với tải là trở cảm. Ta thấy kết quả tương tự như khi tải là thuần trở. Với kết quả như hình vẽ ta có thể tính được độ quá điều chỉnh của bộ biến đổi là Hình 3.8: Kết quả mô phỏng của bộ biến đổi buck Mô phỏng với bộ điều khiển số Sơ đồ mô phỏng: Hình 3.9: Mô phỏng bộ biến đổi buck với bộ điều khiển số Kết quả mô phỏng: Hình 3.10: Kết quả mô phỏng bộ biến đổi buck với bộ điều khiển số b, bộ biến đổi boost Sơ đồ mô phỏng của mô hình toán : Hình 3.11: Mô phỏng mô hình toán của bộ biến đổi boost Sơ đồ mô phỏng của sơ đồ khối : Hình 3.12: Sơ đồ mô phỏng sơ đồ khối của bộ biến đổi boost Kết quả mô phỏng Hình 3.13: Kết quả mô phỏng của bộ biến đổi boost - Mô phỏng với bộ điều khiển số Sơ đồ mô phỏng : Hình 3.14: Mô phỏng bộ biến đổi boost với bộ điều khiển số Kết quả mô phỏng: Hình 3.15: Kết quả mô phỏng bộ biến đổi boost với bộ điều khiển số c, bộ biến đổi buck- boost Sơ đồ mô phỏng của mô hình toán : Hình 3.16: Sơ đồ mô phỏng mô hình toán của bộ biến đổi buck-boost Sơ đồ mô phỏng của sơ đồ khối : Hình 3.17: Sơ đồ mô phỏng sơ đồ khối của bộ biến đổi buck- boost Kết quả mô phỏng Hình 3.18: Kết quả mô phỏng của bộ biến đổi buck-boost Hình 3.19: Kết quả mô phỏng của bộ biến đổi buck-boost Hình 3.20: Kết quả mô phỏng của bộ biến đổi buck-boost - Mô phỏng với bộ điều khiẻn số Sơ đồ mô phỏng Hình 3.21: Mô phỏng bộ biến đổi buck-boost với bộ điều kiển số Kết quả mô phỏng Hình 3.22: Kết quả mô phỏng bộ biến đổi buck-boost với bộ điều kiển số 3.4.2. Mô phỏng các cấu trúc của bộ biến đổi hai chiều a, Bộ biến đổi full-bridge - Sơ đồ mô phỏng theo chiểu buck Hình 3.23: Sơ đồ mô phỏng theo chiểu buck Hình 3.24: Sơ đồ của subsystem - Kết quả mô phỏng Hình 3.25: Kết quả mô phỏng với điện áp đặt U=35V Hình 3.26: Kết quả mô phỏng với điện áp đặt U=48V Sơ đồ mô phỏng theo chiều boost Hình 3.27: Sơ đồ mô phỏng theo chiều boost Hình 3.28: Sơ đồ của subsystem - Kết quả mô phỏng Hình 3.29: Kết quả mô phỏng với điện áp đặt U=300V Hình 3.30: Kết quả mô phỏng với điện áp đặt U=400V b, Bộ biến đổi full-bridge có nhánh clamp - Sơ đồ mô phỏng theo chiều boost Hình 3.31: Sơ đồ mô phỏng theo chiều boost Hình 3.32: Sơ đồ của subsystem kết quả mô phỏng Hình 3.33: Kết quả mô phỏng với điện áp đặt U=300V Hình 3.34: Kết quả mô phỏng với điện áp đặt U=400V Sơ đồ mô phỏng theo chiều buck Hình 3.35: Sơ đồ mô phỏng theo chiều buck Hình 3.36: Sơ đồ của subsystem kết quả mô phỏng Hình 3.37: Kết quả mô phỏng với điện áp đặt U=48V 3.5. NHẬN XÉT Từ các kết quả nghiên cứu đã được trình bày ở trên, có thể cho phép chúng ta khẳng định rằng : Việc sử dụng các bộ biến đổi DC-DC trong các hệ thống năng lượng tái tạo là rất cần thiết, Ngày này khi các nguồn năng lượng điện như nhiệt điện, thủy điện đang ngày một cạn kiệt dần đi do sự biến đổi của khí hậu và sự khai thác của con người thì chúng ta cần phải có những nguồn năng lượng không ảnh hưởng đến môi trường, thì những nguồn năng lượng tái tạo như quang điện , pin nhiên liệu cần được nghiên cứu và đưa vào sử dụng . Khi sử dụng các nguồn năng lượng tái tạo này thì do điện áp một chiều được tạo ra không đủ lớn hoặc do việc nhép nối nhiều thiết bị này sẽ rất tồn kém do đó việc sử dụng các bộ biến đổi DC-DC thực sự là kinh tế giúp cho cấu trúc hệ thống đơn giản, chi phi thấp, kích thước thiết bị nhỏ do các bộ biến đổi DC-DC là các bộ biến đổi nguồn xung làm việc ở tần số cao nên kích thước nhỏ gọn. Với việc mô phỏng các bộ biến đổi DC-DC ở phần trước chúng ta có thể khẳng định rằng các mô hình toán xây dựng cho các bộ biến đổi DC-DC là hoàn toàn chính xác, sau khi thiết kế bộ điều khiển cho bộ biến đổi ta thấy điện áp ra bám sát theo điện áp đặt ở cả mô hình toán và sơ đồ khối, nên chứng tỏ bộ điều khiển thiết kế thỏa mãn yêu cầu hệ thống. Đối với các tải dân dụng sử dụng điện áp thường khoảng 400V do đó để điện áp xoay chiều được khoảng 400V thì điện áp một chiều đưa vào nghịch lưu phải lớn hơn 400V do đó các bộ DC-DC có điện áp đầu ra là 400V. Theo kết quả mô phỏng ta thấy các bộ DC-DC hoạt động khá tốt, cho điện .`áp ra thỏa mãn yêu cầu. KẾT LUẬN Sau khi lập được mô hình mô phỏng cho bộ biến đổi, tính toán bộ điều khiển dùng phần mềm Matlab& Simulink khảo sát các kết quả ta nhận thấy bộ biến đổi có đáp ứng khá tốt. Trên cơ sở nghiên cứu thiết kế bộ biến đổi DC-DC, luận văn đã đưa ra được thuật toán xây dựng bộ điều khiển và mô phỏng đạt được các kết quả sau đây: - Đưa ra được mô hình toán học cho các bộ biến đổi DC-DC - Thiết kế bộ điều khiển cho các bộ biến đổi DC-DC - Đưa ra được cấu trúc của các bộ điều khiển. Tuy nhiên trong đồ án mới mô phỏng được các bộ biến đổi DC-DC không cách ly và đối với bộ biến đổi hoạt động cho năng lượng chảy theo hai chiều thì trong đồ án mới mô phòng theo chiều tăng và giảm. Để đồ án hoàn thiện hơn thì hướng nghiên cứu tiếp theo cần phải mô phỏng được quá trình nạp cho ắc quy, đồng thời phải xây dựng được mô hình phần cứng để cho thấy tính thực tiễn của đồ án. Do sự hạn hẹp của thời gian và trình độ chuyên môn có hạn nên đồ án không thể tránh khỏi những thiếu sót, em mong được các thầy cô và các bạn giúp đỡ để đồ án có thể hoàn thiện hơn. Cùng với sự hoàn thành của đồ án, em xin gửi lời cảm ơn chân thành tới các thầy cô trong bộ môn và đặc biệt là thầy giáo TH.S PHẠM TUẤN ANH và các bạn đã giúp đỡ em hoàn thành bản đồ án này. Hải phòng ,Ngày 18 tháng 2 năm 2011 Giáo viên hướng dẫn Sinh viên thực hiện THS. Phạm Tuấn Anh Mai Đình Hiển TÀI LIỆU THAM KHẢO Tiếng việt [1]. Nguyễn Bính , Điện tử công suất, Nhà xuất bản khoa học - kỹ thuật. [2]. Nguyễn Văn Liễn – Bùi Quốc Khánh, Điều chỉnh tự động truyền động điện, Nhà xuất bản khoa học kỹ thuật. [3]. PGS.TS. Nguyễn Phùng Quang, MATLAB – Simulink dành cho kỹ sư điều khiển tự động , NXB KH&KT Hà Nội, 2006. Tiếng anh [4]. Bengt Johansson, Improved Models for DC-DC Converters [5] J. David Irwin, Power electronics the handbook [6].W. Kramer, S. Chakraborty, B. Kroposki, and H. Thomas, Advanced Power Electronic Interfaces for Distributed Energy Systems Một số bài báo trên IEEE [7]. Abdelhafid EI Bouhal, Isolated Bi-directional DC-DCConverter for a PEM Fuel Cell nergy Management System EPE 2005-05 [8]. RERUCHA Vladimir, BI-DIRECTIONAL DC- DC CONVERTERS FOR SUPERCAPACITOR BASED ENERGY BUFFER FOR ELECTRICAL GEN-SETS