Nghiên cứu về SDR và ứng dụng

cùng đóng góp méo trong đầu ra của anten. Kết quả này là quan trọng, bởi việc điều khiển công suất thường được giả thiết bởi các phần tử phi tuyến như các diod PIN. 2.3.3.5. Bộ trộn Bộ trộn có tác động chủ yếu đến độ tuyến tính của máy phát. Khi mức tín hiệu đưa vào bên trong bộ trộn lớn hơn mức chuẩn thì hiệu suất méo của các bộ trộn trở thành hiệu suất méo toàn bộ của máy phát. Đặc biệt các bộ trộn diode không có TOI tốt và có thể cần sử dụng các phương pháp khác. Việc sử dụng các bộ trộn FET có điện trở tuyến tính cao hoặc các kỹ thuật tuyến tính hóa bộ trộn có thể là một phương pháp. Một vài kết quả đã đạt được bằng cách dùng các bộ trộn tuyến tính hóa. Đặc tính phi tuyến của các bộ trộn phát không chỉ gây ra các thành phần IMD mà còn liên quan đến tín hiệu ảnh, chúng xuất hiện từ sự kết hợp giữa các tín hiệu trung gian và dao động nội. 2.4. Các cấu trúc đưa ra cho SDR 2.4.1. Máy thu trung tần không - Zero IF Các máy thu siêu ngoại sai có một số vấn đề về ứng dụng của chúng trong thiết bị vô tuyến có cấu trúc xác định bằng phần mềm (SDR) đã được đề cập. Các vấn đề này tập trung chủ yếu xung quanh độ phức tạp của cấu trúc và vấn đề phải giải quyết với cấu trúc này là các tín hiệu ảnh. Về căn bản, các vấn đề này có thể đã được giải quyết nếu sử dụng các cấu trúc chuyển đổi trực tiếp. Một cấu trúc máy thu chuyển đổi trực tiếp điển hình đã được chỉ ra trong hình 2.1. Không những giảm độ phức tạp của mạch thu, cấu trúc chuyển đổi trực tiếp còn có các thuộc tính khử nhiễu ảnh và do đó việc thiết kế các mạch khử nhiễu ảnh không phải là vấn đề then chốt. Trước hết, chúng ta hãy nghiên cứu đặc tính này trước khi thảo luận một cách chi tiết và cụ thể về cấu trúc trung tần không. 2.4.1.1. Đặc tính khử nhiễu ảnh Tín hiệu ảnh có tần số cách tần số tín hiệu mong muốn bằng hai lần tần số trung gian. Vì vậy, nếu giả sử tần số trung gian được đặt là: 0, khi đó không có các vấn đề về nhiễu ảnh. Trường hợp này không nhiều lắm, bởi tín hiệu ảnh tạo là ảnh đảo ngược tần số của nhính tín hiệu mong muốn, mặc dù một vài tiến bộ khử nhiễu ảnh có thể đạt được song nhiễu ảnh không thể bỏ qua được. Để thực hiện hạ tần trực tiếp tín hiệu phức yêu cầu dao động nội bằng chính tín hiệu phức, với các nhánh thành phần I và Q phải đảm bảo chính xác vuông pha và có biên độ bằng nhau. Nếu thực hiện được điều này thì nhiễu ảnh sẽ được loại bỏ. Tuy nhiên, ngược lại nếu không đảm bảo được yêu cầu trên thì một phần nhỏ dải biên sẽ đặt chồng lên dải biên mong muốn. Điều này sẽ dẫn đến các lỗi pha cho biểu đồ sao của tín hiệu thu được. Bởi vì tín hiệu ảnh trong máy thu trực tiếp nhận được từ chính tín hiệu mong muốn, không phải từ tín hiệu khối công suất cao, do đó các yêu cầu cho việc khử nhiễu ảnh (liên quan đến việc cân bằng biên độ và vuông pha của bộ dao động nội) là không phù hợp với trường hợp cấu trúc siêu ngoại sai. 2.4.1.2. Các vấn đề với cấu trúc trung tần không 1. DC Offset. Vấn đề quan trọng với cấu trúc chuyển đổi trực tíếp, được đưa ra trong quá trình nghiên cứu đó là sai lệch dòng một chiều (DC offset). Sai lệch dòng một chiều này có thể sinh ra từ một số nguyên nhân. Một nguyên nhân điển hình đã được minh hoạ trong hình 2.19. Hình 2.19 Các nguyên nhân của sai lệch dòng một chiều Có thể xem sự lọt qua của tín hiệu dao động nội đưa vào bộ khuyếch đại tạp âm nhỏ, hoặc bộ trộn, có thể xuất hiện hoặc do bộ trộn không cân bằng hoặc qua tụ, cuộn cảm (chất nền hoặc dây liên kết) nối ghép bên trong bộ khuyếch đại tạp âm nhỏ. Ban đầu các tín hiệu này nằm trong hệ thống, sau đó chúng được trộn với chính bản thân chúng để tạo thành một điện áp một chiều tại đầu vào bộ khuyếch đại băng gốc. Hiện tượng này được gọi là “tự trộn”. Tín hiệu nhiễu công suất lớn cũng có thể gây ra sai lệch dòng một chiều do tự trộn. Quá trình này được chỉ ra trong sơ đồ khối phía dưới ở hình 2.19. Hình 2.20 đưa ra một vài giá trị minh họa cho quá trình này với điều kiện đánh giá mức sai lệch dòng một chiều được so sánh với tín hiệu mong muốn. Hình 2.20 Một vài mức tín hiệu tự trộn điển hình Giả sử rằng, dao động nội có mức điện: 0 (dBm) và tiêu hao của tín hiệu này trong khoảng đến đầu vào bộ khuyếch đại tạp âm nhỏ là: 80 (dB), điều này dẫn đến hiệu quả của tín hiệu dao động nội là (- 80 dBm ) tại đầu vào của máy thu. Khi đó, mức tín hiệu dòng một chiều tự trộn là (+20 dBm ) tại đầu vào bộ chuyển đổi ADC. Giả sử, máy thu được thiết kế với mức công suất đầu vào bộ ADC là 0 (dBm), khi đó tín hiệu tự trộn sẽ là 20 (dB) lớn hơn tín hiệu mong muốn. Trong trường hợp, sai lệch dòng một chiều lớn hơn tín hiệu mong muốn thì sẽ đặt một giới hạn về lượng khuyếch đại cho phép của máy thu chuyển đổi trực tiếp. Điều này xảy ra do tín hiệu sai lệch một chiều sẽ quyết định mức công suất của các bộ khuyếch đại thu bão hòa. Bởi vì trở kháng của anten biến thiên theo môi trường xung quanh nơi đặt máy thu, đồng thời sự phản xạ của tín hiệu dao động nội từ anten này cũng biến đổi theo thời gian khi trạm di động di chuyển. Do đó, sai lệch dòng một chiều cũng biến thiên theo thời gian, trong khi việc khử thành phần sai lệch một chiều dừng có thể thực hiện được thì việc khử sai lệch dòng một chiều biến thiên theo thời gian là khó hơn nhiều. Cách hiển nhiên nhất để hạn chế sai lệch dòng một chiều là chuyển thành tín hiệu cặp xoay chiều. Tuy nhiên, điều này đưa ra một số vấn đề mới, trong đó phổ của một số kiểu điều chế hai mức (hoặc m - mức) có một đỉnh tại vị trí dòng một chiều. Nó đã được thấy rõ qua mô phỏng, hầu hết các đỉnh này cần phải được duy trì. Vì vậy, bộ lọc thông cao được dùng để lọc dữ liệu yêu cầu trong khoảng thời gian nhất định. Tiếp đó, lần lượt đưa ra mạch giữ chậm để khắc phục với các sai lệch biên thiên theo thời gian. Không có một sự lựa chọn dùng sơ đồ điều chế nào mà hoàn toàn không có thành phần một chiều. Do đó, người thiết kế máy thu SDR không có một sự lựa chọn thiết kế nào có giá trị. Chỉ có một sự lựa chọn thứ hai đó là khử sai lệch một cách thích nghi. Đặc biệt, các hệ thống TDMA sẽ phù hợp với kỹ thuật này bởi khoảng thời gian giữa những xuất hiện đột ngột có thể được dùng để đo giá trị sai lệch này, rồi sau đó nó được khử khỏi tín hiệu trong phần tín hiệu tích cực (tín hiệu dương). 2. Tạp âm 1/f. Đối với máy thu chuyển đổi trực tiếp, phần lớn hệ số khuyếch đại được đặt tại các tần số băng gốc. Trong ví dụ minh họa trước của chương này, chúng ta đã giả thiết rằng hệ số khuyếch đại của bộ khuyếch đại tạp âm nhỏ là: 20 (dB), còn lại 80 (dB) tại băng gốc. Lượng tạp âm toàn bộ của tầng các bộ khuyếch đại được tính theo biểu thức (2.2), được trình bày lại dưới đây: F = F1 + (2.7) Trong đó: F là giá trị hệ số tạp âm toàn bộ trong máy thu. F1 là hệ số tạp âm của bộ khuyếch đại tạp âm nhỏ. F2 là hệ số tạp âm của bộ khuyếch đại băng gốc. G1 là hệ số khuyếch đại của bộ khuyếch đại tạp âm nhỏ. Có thể coi sự đóng góp tạp âm của tầng thứ hai là giảm bằng hệ số khuyếch đại của tầng đầu. Tuy nhiên, tầng hai sẽ có một hệ số tạp âm vượt quá giới hạn do quá trình hoạt động của nó tại băng gốc, lượng tạp âm này kết hợp lại, gọi là thành phần tạp âm biến đổi 1/f (flicker noise). Điều này có nghĩa rằng, hiệu suất tạp âm của tầng hai trở thành giá trị tới hạn cho tầng đầu. 3. Méo bậc hai Méo bậc hai là một tham số quan trọng trong thiết kế máy thu ngoại sai truyền thống. Việc kiểm tra hai tone (two-tone test) được thực hiện với các tần số f1 và f2 sẽ tạo ra các thành phần méo bậc ba: 2f1- f2 và 2f2- f1, các tần số này nằm trong dải và sẽ được giữ trong dải trong suốt qúa trình hạ tần. Còn các thành phần méo bậc hai: f1- f2 và f2- f1 nằm ngoài dải của các cấu trúc máy thu ngoại sai truyền thống, vì vậy không cần nghiên cứu, tính toán. Trong máy thu chuyển đổi trực tiếp, các thành phần f1- f2 và f2- f1 vẫn nằm ngoài dải trong phần cao tần của máy thu nhưng rơi vào dải thông của bộ khuyếch đại băng gốc. Các thành phần này có thể liên quan tới băng gốc bởi: Sự lọt trực tiếp qua bộ trộn Hài bậc hai của quá trình trộn tín hiệu cao tần với hài bậc hai của tín hiệu dao động nội Méo bậc ba sẽ có thể giải điều chế bất kỳ loại điều chế biên độ hiện đang sử dụng với tín hiệu, do sự thay đổi biên độ tín hiệu gây ra, ví dụ, pha đinh có thể dẫn đến kết quả đầu ra máy thu không chính xác. Méo bậc hai, giống như méo bậc ba được miêu tả bởi điểm phần mặt phẳng bị chắn - IP2 (IP3 hay TOI cho méo bậc ba). Méo bậc hai thường được khắc phục bằng cách dùng cấu trúc mạch vi sai. Loại cấu trúc này là phù hợp lý tưởng cho việc hiện thực hóa bằng IC. 4. Sự bức xạ của tín hiệu dao động nội Tín hiệu dao động nội không chỉ gây ra một số vấn đề tồn tại như phản xạ tới anten và tự trộn xuống băng gốc mà cũng có thể gây ra các vấn đề đó là được phát từ anten. Bởi vì cấu trúc chuyển đổi trực tiếp đang sử dụng tín hiệu dao động nội là trong dải và do đó có thể gây ra nhiễu đối với các máy thu lân cận. 2.4.2. Bộ dao động nội cầu phương Một trong những lý do chính mà những nhà thiết kế các máy thu, hoặc máy phát SDR có khả năng loại bỏ cấu trúc chuyển đổi trực tiếp do phải thực hiện vấn đề khó khăn đó là tạo ra bộ dao động nội cầu phương có dải tần rộng mà có thể bao phủ toàn bộ dải tần của SDR sẽ yêu cầu hoạt động. Bộ dao động nội sẽ bám tần số trung tâm của các tín hiệu đang được thu và sẽ phải duy trì chính xác độ vuông pha và đảm bảo cân bằng biên độ trên toàn dải của các tần số. Biểu thức (2.8) sau đây chỉ ra tỉ lệ khử ảnh (IRR) của bộ trộn khử ảnh như sau: IRR = (2.8) Trong đó: là độ không cân bằng của các tín hiệu dao động nội. độ sai pha với 900. Biểu thức này được biểu diễn theo đồ thị hình 2.21, trong đó có thể xem rằng khoảng duy trì độ nén ảnh tốt hơn: - 40 (dB), pha của bộ tín hiệu dao động nội cần giữ tốt hơn 10 và biên độ hơn 0.1 (dB). Hình 2.21 Độ nén ảnh với hàm pha dao động nội và cân bằng biên độ Vì vậy các dung sai nhỏ rất khó để đạt được trên dải tần rộng mà một thiết bị SDR có thể yêu cầu để bao phủ. Vấn đề khó khăn giờ đây là nghiên cứu thiết các bộ dao động nội cầu phương dải rộng, có nhiều nghiên cứu đã đưa ra, song chủ yếu đưa ra mạch với đặc điểm sau: mạch kết hợp tụ điện, điện trở, mạng thông cao - thông thấp với biên độ được ổn định hóa thực hiện bằng phản hồi. Mạch này với công nghệ GaAs cung cấp đầu ra cầu phương chính xác với biên độ cân bằng. Chất lượng của IC là rất tốt, hoạt động trong dải tần mở rộng từ 250 (MHz) tới 4 (GHz). Sự phản xạ dải phụ vượt quá 60 (dB) tại 1 (GHz), giảm xuống 50 (dB) tại tấn số 4 (GHz). Song nhược điểm quan trọng của thiết bị đó là tiêu thụ công suất 1.5 (W) điều này là không phù hợp với các ứng dụng cầm tay. Tuy nhiên, nó đã được sử dụng trong các sản phẩm thiết bị đo lường của công ty Agilent, chủ yếu cho các sản phẩm chip trong nhà, các chip này vẫn chưa được đưa ra phổ biến cho kỹ thuật truyền thông. Tuy nhiên, nó cũng hứa hẹn tương lai có thể thực hiện được các bộ dao động cầu phương dải rộng với độ chính xác cao trong khoảng vài năm tới. Khả năng sẽ tạo ra các thiết bị mà mức tiêu thụ công suất thấp hơn trong cấu trúc chuyển trực tiếp, tạo điều kiện cho việc ứng dụng vào việc thiết kế SDR với cấu trúc chuyển đổi trực tiếp. 2.4.3. Các bộ lọc chọn trước biến thiên Việc lựa chọn trộn khử ảnh cho phép tận dụng các bộ lọc chọn trước biến thiên điện tử. Các bộ lọc điều hưởng truyền thống chủ yếu dựa vào việc điều chỉnh tụ, tuy nhiên để đạt được các yêu cầu đối với SDR cần phương pháp mới như đặc tính của các chất điện môi có khả năng điều hưởng hoặc dùng chuyển mạch hệ thống vi cơ điện (MEMS). Dải tần của tín hiệu mong muốn có dải theo các chuẩn giao diện vô tuyến của máy thu mà chúng ta đã nghiên cứu có thể được biểu diễn bằng hình vẽ, chỉ ra trong hình 2.22 (đường bên trên cùng). Đường thứ hai chỉ ra mức độ bao phủ yêu cầu của các bộ lọc chọn trước. Có thể xem đường hai biểu diễn bốn bộ lọc yêu cầu. Bảng ở bên dưới sơ đồ này là danh sách hiệu suất yêu cầu cho các bộ lọc này theo các tần số cắt ở hình trên và hình dưới. Hình 2.22 Tần số sử dụng của bộ lọc khử ảnh trong SDR Bảng này giả sử rằng, dải thông của bộ lọc chọn trước được giới hạn khoảng 5% tần số trung tâm của bộ lọc và có thể đạt được dải thông bất kỳ yêu cầu vượt quá lượng giới hạn này bằng cách quét các đặc tính lọc, 5% dải thông nhằm đạt giá trị hợp lý. Khi đó, việc thiết kế được phân chia ra các bộ lọc thành phần, khó thực hiện bộ lọc có dải thông khoảng 1%. Một dải thông cho phép với các bộ lọc biến thiên được chỉ ra trong hình 2.23, trong đó dải thông bộ lọc là cố định và bằng 100 (MHz) cho các bộ lọc tần số thấp hơn và 300 (MHz) cho các bộ lọc HIPERLAN/2. Hình 2.23 Các bộ lọc bao phủ các dải UMTS, DCS1800,DECT, HIPERLAN/2. Bộ lọc tần thấp sẽ được quét theo 4 bước để bao phủ dải UMTS, DCS1800, dải DECT, còn bộ lọc tần số cao theo 3 bước để bao phủ dải HIPERLAN/2. Để đưa ra cơ sở thực tế cho việc nghiên cứu thiết, chúng ta giả sử rằng tần số trung gian một được chọn là 160 (MHz), đây là lựa chọn hợp lý cho tần số trung gian một của dải tần 2 (GHz). Bây giờ, nếu ta giả sử rằng tín hiệu mong muốn đặt ở sườn tần số thấp của dải qua bộ lọc, khi đó trường hợp xấu nhất nếu tín hiệu ảnh có tần số nằm bên trên dải qua bộ lọc (chuyển đổi sườn cao), tại tần số 320 (MHz) (hai lần tần số trung gian) bên trên tín hiệu mong muốn. Khi đó, bộ lọc không bắt đầu cắt (cutting off) cho đến tận tần số 100 (MHz). Lượng cắt được duy trì trong 260 (MHz) sẽ quyết định hiệu suất khử nhiễu ảnh của máy thu, như được minh họa trong hình 2.24. Hình 2.24 Hiệu ứng đáp ứng lọc máy thu hiệu suất khử nhiễu ảnh Dùng phương pháp này chúng ta có thể tính được bậc của bộ lọc mà chúng ta yêu cầu cho bộ lọc khử nhiễu ảnh. Công thức chuẩn cho bậc của bộ lọc Chebyshev yêu cầu để đưa ra tiêu hao dải qua riêng biệt được tính theo biểu thức (2.9) dưới đây. n = (2.9) Trong đó: n là bậc của bộ lọc. là tiêu hao cho phép lớn nhất trong dải qua (nó xấp xỉ độ khử ảnh được biểu diễn theo tỉ lệ tuyến tính). là tần số bình thường hóa (được tính bằng điểm đầu của dải cấm). là độ tiêu hao cho phép nhỏ nhất trong dải cấm. 2.4.4. Cấu trúc trung tần thấp Hình 2.25 Trộn trung tần thấp Theo phần 2.4.1 đã nghiên cứu, những vấn đề chính được kết hợp với cấu trúc chuyển đổi trực tiếp (trung tần không) là việc hiện thực hóa bộ dao động cầu phương dải rộng và sai lệch dòng một chiều gây ra bởi tự trộn. Cấu trúc trung tần thấp là một sự cố gắng để tách riêng tín hiệu mong muốn từ sai lệch dòng một chiều qua việc dùng tần số trung gian cuối cùng thấp, nhưng khác không, theo cách ấy tất cả những ưu điểm của tầng trung gian không được giữ lại, trong khi loại bỏ phần lớn những vấn đề quan trọng (sai lệch dòng một chiều). Phổ tín hiệu với sự chuyển đổi tần số trung gian thấp được chỉ ra trong hình 2.25, dùng các tần số minh họa để tạo cảm nhận tự nhiên về các tín hiệu mà chúng ta đang phân phát. Có thể xem rằng, cả hai tín hiệu mong muốn và tín hiệu ảnh được đưa ra trong băng gốc, tần số tín hiệu ảnh rất gần tần số tín hiệu mong muốn (bởi tần số trung gian nhỏ được tính theo cấu trúc trung tần thấp), do đó khó có thể loại bỏ nó nếu dùng phương pháp lọc truyền thống. Để loại bỏ nhiễu ảnh yêu cầu sử dụng phương pháp trộn khử nhiễu ảnh. Các yêu cầu khử nhiễu ảnh cho tầng trung gian thấp không chặt chẽ bằng các yêu cầu cho tầng trung gian siêu ngoại sai truyền thống, và cũng không thấp như với tầng trung gian không. Coi tần số trung gian cuối cùng là 500 (KHz). Khi đó, các đặc điểm khối cho chuẩn giao diện vô tuyến GSM sẽ cho phép một tín hiệu khối với độ chia cắt tại tần số gấp hai lần tần số trung gian 1 (MHz) đạt mức -33 (dBm). Theo tính toán như trong phần 2.2.3.3, độ khử nhiễu ảnh yêu cầu là 78 (dB). Với tần số trung gian thấp hơn thì hiệu suất khử nhiễu ảnh sẽ yêu cầu thấp hơn. 2.4.4.1. Phương pháp lọc phức Một lựa chọn cho việc trộn khử ảnh là dùng bộ lọc phức. Một bộ lọc truyền thống, hoạt động trên các tín hiệu thực, chỉ có khả năng thực hiện các cực phức theo các cặp. Tuy nhiên, nếu tín hiệu là tín hiệu phức, thì một bộ lọc bao gồm cả cực phức đơn có thể thực hiện được. Hình 2.26, đưa ra một bộ lọc như vậy. Trong bộ lọc này, sự chuyển đổi của các điểm cực thông thấp tới các điểm cực thông dải được thực hiện bằng hàm chuyển đổi theo biểu thức (2.10) sau: HBP(s) = HLP (s - j) (2.10) Trong đó: HBP(s) là đáp ứng tấn số của bộ lọc dải thông. HLP (s) là đáp ứng tần số của bộ lọc thông thấp. là độ lệch tần số của các điểm cực thông dải. Nếu hàm chuyển đổi của bộ lọc thông thấp được biểu diễn theo biểu thức: HLP(s) = (2.11) Khi đó, sẽ có một điểm cực tại (-), đáp ứng của bộ lọc dải thông là : HBP(s) = (2.12) Hàm chuyển đổi này có một điểm cực: s = - +j (2.13) Như vậy, điểm cực đã được dịch lên theo trục ảo một khoảng . Hình 2.26 Mặt phẳng S và biểu diễn đáp ứng tần số của sự chuyển đổi các cực trong bộ lọc thông thấp tới bộ lọc thông dải và phản ứng chỉ với các tần số dương Hàm chuyển đổi của biểu thức (2.12) có thể được viết lại như sau: HBP(s) = (2.14) Trong đó: Q = Phép toán này có thể được thực hiện bằng mạch được chỉ ra trong hình 2.27. Hình 2.27 Bộ trộn phức cơ bản Đầu ra của nút tổng của bộ lọc được tính: z (t) = x(t) + ( -1 + 2jQ)y(t) (2.15) Khi đó, đầu ra của bộ lọc là: y(t) = z(t) = (x(t) + ( -1 + 2jQ)y(t)) y(t)(s/- (-1 +2jQ)) = x(t) H(t) = = (2.16) Biểu thức này tương tự như biểu thức (2.14). Mạch hiện thực hóa toàn diện của bộ lọc này được đưa ra trong hình 2.28. Hình 2.28 Bộ lọc phức toàn diện Trong đó, xR(t) và xI(t) tương ứng với các phần thực và ảo của tín hiệu đầu vào, yR(t) và yI(t) tương ứng với thành phần thực và ảo của tín hiệu đầu ra. Việc dùng bộ lọc này, cho phép lựa chọn các thành phần lọc với các tần số dương hoặc âm. Đáp ứng dư tại dải phụ không mong muốn sẽ được quyết định bởi độ chính xác và cân bằng của các thành phần lọc, độ chính xác của bộ dao động nội cầu phương. 2.5. Đánh giá kết qủa Trong chương này, qua phân tích các cấu trúc của SDR chúng ta đã cố gắng đưa ra nền tảng tổng quan cho việc thiết kế phần cứng tần số của thiết bị vô tuyến cho ứng dụng SDR dải rộng nhằm thỏa mãn các chuẩn di động Châu Âu trong toàn dải 1-5 (GHz), cùng với công cụ minh họa các cơ sở thiết kế cơ bản. Việc thiết kế phần cứng cao tần SDR có hai điểm khác quan trọng so với máy truyền thống, đơn mode, đó là các yêu cầu: Tần số hoạt động không được xác định trước. Dải thông kênh không xác định trước. Hai yếu tố này làm tăng các yêu cầu thiết kế chính với bộ lọc thu phát và độ tuyến tính. Mặc dù, bỏ qua những phần không cần thiết song vẫn yêu cầu các vấn đề cơ bản như độ dự trữ của các bộ khuyếch đại tạp âm nhỏ dải rộng, các bộ khuyếch đại công suất, các bộ trộn và các bộ dao động nội. Qua chương này nổi lên những kết quả sau: - Thiết bị vô tuyến đa chế độ, đa dải có xu hướng đáp ứng được các chuẩn di động Châu Âu, PAN, LAN đưa ra nền tảng ban đầu cho hệ thống SDR. Việc nghiên cứu, cải thiện toàn diện độ tuyến tính của máy thu phát sẽ là cơ sở quan trọng cho việc phát triển máy thu phát đa dải, đa chế độ trong thiết bị vô tuyến có cấu trúc xác định bằng phần mềm đúng nghĩa. - Cấu trúc trung tần không là không phù hợp với mô hình hiện thời, được dùng trong thiết kế SDR dải rộng. Song nó có những ưu điểm nhất định đó là các yêu cầu khử nhiễu ảnh không cao và mạch đơn giản. Ngược lại, nó yêu cầu bộ dao động nội phải đảm bảo chính xác là cầu phương và một số các vấn đề dễ xử lý hơn. Cấu trúc trung tần không có lợi thế cho sự phát triển trong tương lai, về mặt ứng dụng cho SDR, nó là một công nghệ hiện vẫn chưa đầy đủ. - Các bộ lọc chọn trước biến thiên đưa ra cách giải quyết các tín hiệu ảnh trong thiết bị theo cấu trúc ngoại sai. Các phương pháp điều hưởng truyền thống dùng các phần tử phi tuyến như các diode biến thiên có vẻ phù hợp, song nó gây ra méo tín hiệu. Các chuyển mạch hệ thống vi cơ điện (MEMS) hoặc các hộp cộng hưởng là một phương pháp kích thích mới để điều hưởng các mạch này trong đó vẫn duy trì độ tuyến tính của thiết bị. - Cấu trúc trung tần thấp có thể đưa ra một thỏa hiệp tốt giữa các phương pháp trung tần không và ngoại sai truyền thống, mặc dù phức tạp song phương pháp lọc yêu cầu có thể thực hiện được. Công nghệ cao tần truyền thống lợi dụng những giới hạn dựa vào những tùy chọn sẵn có cho việc thiết kế phần cao tần của thiết bị vô tuyến có cấu trúc mềm. Tuy nhiên, hệ thống GSM gần đây, thị trường được kích thích lớn bằng vốn đầu tư khổng lồ vào công nghệ, mở ra những tiến bộ lớn trong quá trình xử lý tín hiệu, khả năng của SDR có thể trông đợi để kích thích vốn đầu tư mà có thể cung cấp không đủ cho các phát triển cơ bản trong các thành phần tần số và các kỹ thuật thiết kế trong vài năm tới. CHƯƠNG 3 ỨNG DỤNG CỦA SDR Công nghệ SDR có thể được sử dụng cho các ứng dụng vô tuyến trong các hoạt động quân sự, thương mại và xây dựng. Với phạm vi rộng lớn và phong phú của các ứng dụng vô tuyến như: Bluetooth (giao thức truyền thông không dây trong khoảng cách ngắn giữa PC và các máy di động), mạng cục bộ không dây (WLAN), hệ thống định vị toàn cầu (GPS) và trong Radar, mạng đa truy cập phân chia theo mã dải rộng (WCDMA), dịch vụ vô tuyến gói toàn cầu (GPRS),…đều có thể được thực hiện bằng cách sử dụng công nghệ SDR. Không những vậy, công nghệ SDR còn có thể được ứng dụng tới mọi lĩnh vực phát thanh và truyền hình vô tuyến. 3.1. SDR siêu dẫn cho các ứng dụng thương mại 3.1.1. SDR siêu dẫn trong truyền thông vô tuyến Trong nhiều năm gần đây, công nghệ truyền thông vô tuyến thương mại đã phát triển rộng khắp cả truyền thoại và dữ liệu. Trong đó, hầu hết các hệ thống vô tuyến được thực hiện bằng công nghệ số và tăng khả năng dự đoán trước mà công nghệ phát triển tương lai là thực hiện các thiết bị vô tuyến có cấu trúc xác định bằng phần mềm - SDR. Công nghệ này bao gồm sự dịch chuyển điểm số hóa (điểm mà chuyển đổi từ sóng mang tương tự đã điều chế được chuyển đổi đưa vào chuỗi các bit dữ liệu) gần tới anten của chính thiết bị đó. Một lí do cho xu hướng này xuất phát từ khả năng điều chỉnh phổ thực hiện đơn giản. Tại Mỹ, việc này được thực hiện bởi ủy ban truyền thông liên bang (Federal Communications Commission - FFC). Còn ở những nước khác trên thế giới, các tổ chức lãnh đạo tương tự có quyền thi hành. Các tổ chức này tổ chức bán đấu giá các phần phổ điện từ cho các nhà cung cấp dịch vụ vô tuyến. Ngược lại, họ thi hành các luật ngăn cấm phát xạ tại các tần số này cho nên các nhà cung cấp có thể thực hiện kinh doanh mà không bị gây nhiễu. Tuy nhiên, họ bị hạn chế bởi một dải thông cố định nên chỉ có cách là cân đối giữa người gọi nhiều hơn hoặc chuyển đổi dữ liệu tốc độ cao hoặc cả hai để tăng hiệu qủa phổ của họ (hiệu quả phổ được đánh giá theo: bits/Hz/s/sector/cell). Khi đó, ta có thể hình dung rằng, sau khi bỏ hàng tỉ đồng cho bán đấu giá, các nhà cung cấp dịch vụ rất mong muốn chen lấn ra ngoài dải thông của họ nếu có thể. Tóm lại, những điều này được thúc đẩy bởi khách hàng. Sự cạnh tranh giữa các nhà cung cấp, kết hợp với sự giảm giá thành cho các dịch vụ, đã đưa ra tỉ số giá thành/hiệu suất rất quan trọng. Bởi hiện nay, các bộ lọc siêu dẫn nhiệt độ cao (High temperature superconductor - HTS) đang được lắp đặt thành công trong các máy thu trạm gốc, nên tăng cường thúc đẩy để xem xét nơi mà các chất siêu dẫn nhiệt độ thấp (Low temperature superconductors - LTSs) cũng có thể đưa ra tiến bộ. Trong thực tế, các chất siêu dẫn nhiệt độ thấp kết hợp với điện tử học tín hiệu hầu như chỉ là công nghệ với tốc độ, độ tuyến tính và độ nhạy nhằm cho phép số hóa cao tần trực tiếp và sau đó xử lý tín hiệu số nhanh. Cũng như sự lựa chọn và độ nhạy của các bộ lọc thụ động HTS, các chất siêu dẫn điện tử số nhiệt độ thấp đưa ra giới hạn về tốc độ và độ tin cậy. 3.1.2. Những tiến bộ của máy thu siêu dẫn Để biết cách trợ giúp sử dụng các chất siêu dẫn nhiệt độ thấp, chúng ta hãy cùng nghiên cứu chi tiết hơn về cao tần số lý tưởng. Những tiến bộ của số hóa băng rộng trực tiếp ở cao tần là gì ? Nếu hệ thống được số hóa trực tiếp cạnh anten, khi đó, chúng ta có thể thay thế nhiều chi tiết tần số, tạp âm, các thành phần tương tự phi tuyến với các thành phần số có khả năng chống tạp âm và mềm dẻo đa năng. Bằng cách loại bỏ tất cả tầng trộn tương tự cho hạ tần, ta sẽ giảm méo trong tín hiệu thu được. Đầu vào máy thu riêng biệt có thể số hóa dải phổ rộng, không phải một mà đa kênh, do đó việc kênh hóa thích hợp có thể được thực hiện theo tín hiệu số, không có tạp âm. Một ưu điểm khác của thiết bị nhiễu lượng tử siêu dẫn dựa vào các thiết bị ngoại vi là độ nhạy cao. Các thiết bị này hầu hết được biết đến như là các bộ tách sóng độ nhạy. Tương tự như được sử dụng trong chụp não Manhêtô (magneto - encephalography - MEG) và ghi tâm đồ Manhêtô (magneto-cardiography - MCG), chúng có thể loại bỏ hoàn toàn yêu cầu về các bộ khuyếch đại trước. Trong các điều kiện khác, nơi các tín hiệu thu rất nhỏ, khi đó chúng cần được nhận biết, thì chúng ta vẫn có thể đạt được tạp âm bộ khuyếch đại trước nhỏ hơn bằng cách dùng một tầng nền làm mát. 3.1.2.1. Tính toán nhiệt độ tạp âm máy thu Khi nghiên cứu mức hệ thống của tuyến thu hoàn chỉnh, nhiệt độ tạp âm toàn bộ của máy thu có thể giảm xuống từ 1000 - 2000 (K) (đặc trưng cho một máy thu truyền thống) tới 250 (K) cho một máy thu siêu dẫn. Hình 3.1 dưới đây, chỉ ra một mô hình tính toán nhiệt độ tạp âm (TS) của máy thu truyền thống. Hình 3.1 Nhiệt độ tạp âm của máy thu truyền thống và máy thu siêu dẫn Qua đó, nhiệt độ tạp âm gồm nhiệt độ từ chính anten (TA), vài suy hao cáp (TC) và cuối cùng là tạp âm được kết hợp với phần còn lại của máy thu tương tự (TRX), trong đó: TS = TA + TC + LCTRX = (LC - 1)T0 + LC(FRX - 1)T0 (3.1) Nghiên cứu hai trường hợp, một với máy thu truyền thống được che chắn trên đất và trường hợp hai với máy thu có khung ở đỉnh tháp anten. Cấu hình có khung che chắn là rất phổ biến và khung tháp ngày càng hợp thời hơn. Những giá trị tạp âm đặc trưng cho máy thu truyền thống là trong dải: 3 - 5.5 (dB). Do đó, nếu chúng ta lấy tổng các thành phần, chúng ta tính được nhiệt độ tạp âm toàn bộ khoảng: 1000 - 2000 (K) cho trường hợp tiếp đất. Cụ thể: T0 = 290 K, TA =200 K, LC = 2 (3 dB), FRX = 3 - 5.5 dB, khi đó TS = 200 + 290 + 580 = 1070 K (với FRX = 3 dB), còn nếu FRX = 5.5 dB thì TS = 200 + 290 + 1480 = 1970 K. Nếu chúng ta có thể loại bỏ tiêu hao cáp bằng khung trên tháp, khi đó có thể giảm TS xuống trong khoảng 500 ÷ 1000 K (với T0 = 290 K, TA = 200 K, LC=1.047 (0.2 dB), FRX = 3 ÷ 5.5 dB, khi đó, TS = 200 + 14 + 302 = 516 K (nếu FRX = 3 dB), hoặc TS = 200 + 14 + 774 = 988 K (nếu FRX = 5.5 dB)). Bây giờ, ta xem xét trường hợp sử dụng máy thu siêu dẫn cao tần số, sóng mang tín hiệu được số hóa trực tiếp. Giả sử rằng, chúng ta có thể dùng các bộ lọc HTS thương mại để hạn chế dải tín hiệu và cũng tính đến bộ duplexer cao tần. Khi đó, với trường hợp siêu dẫn, ta có: TS = TA + TC + LCTD + LDLCTF + LFLDLCTADC TS = TA + (LC-1)T0 + LC(LD-1)T1 + LDLC(LF-1)T1 + LFLDLCTADC (3.2) Ta cùng nghiên cứu lại hai trường hợp trên, trường hợp có tháp ở đỉnh và trường hợp che chắn trên mặt đất. Tạp âm phân phối từ anten và suy hao cáp cũng tương tự hai trường hợp trên. Do tạp âm ở bộ duplexer và bộ lọc rất nhỏ, chúng ta có thể chỉ xem xét tạp âm nhiệt của bộ chuyển đổi A/D siêu dẫn. Trong thực tế, bộ ADC không đóng góp tạp âm theo nghĩa chuẩn. Hơn nữa, nó tính đến cả lỗi lượng tử “quanti-zation error” cho tất cả các bộ số hóa. Chúng ta có thể coi mô hình này như nhiệt độ tạp âm hiệu quả (TADC), phụ thuộc vào dải thông. Ở đây, chúng ta giả sử rằng độ rộng dải thông là 200 (MHz), nhiệt độ tạp âm hiệu quả góp vào 20 (K). Khi đó, chúng ta lấy tổng của nó, ta thấy rằng, máy thu SCE đế đất có nhiệt độ tạp âm khoảng 534 (K), trong đó: T0= 290 K, T1 = 60 K, TA = 200 K, TADC= 20 K, LC = 2 (3 dB), LD= 1.023 (0.1 dB), LF = 1.148 (0.6 dB). Khi đó: TS = 200 + 290 +3 + 18 + 23 = 534 (K). Dẫn đến suy hao cáp và nhiệt độ tạp âm giảm xuống 237 (K). Thật vậy, T0= 290 K, TA = 200 K, T1 = 60 K, TADC= 20 K, LC = 1.047 (0.2 dB), LD = 1.023 (0.1 dB), LF = 1.148 (0.6 dB), khi đó: TS = 200 + 14 + 1.5 + 9.5 + 12 = 237 (K). Chú ý rằng, nhiệt độ tạp âm của chính bản thân anten là 200 (K). Điều này đưa ra khả năng có thể đạt được bất kỳ một hệ thống chuẩn tuyệt đối, bởi vì nhiệt độ tạp âm chỉ bỉ giới hạn bởi chính tháp vòng quanh trái đất. Chúng ta kết luận rằng, bằng cách triển khai phương pháp cao tần số với bộ ADC siêu dẫn, chúng ta chuyển được từ một hệ thống bị giới hạn bởi tạp âm của các thành phần trong nó sang hệ thống bị giới hạn bởi môi trường. 3.1.3. Xu hướng thông tin trải phổ Giao thức đa truy cập phân chia theo thời gian - TDMA - “GSM” đã giành được vị trị thống trị toàn cầu. Nó là một chuẩn mở, đã thâm nhập khắp mọi nơi trên thế giới (thậm chí cả Mỹ). Các hệ thống TDMA yêu cầu một thiết bị vô tuyến trên kênh tần số. Do đó, để hỗ trợ một số lượng lớn các cuộc gọi đồng thời, yêu cầu tương ứng số lượng lớn các thiết bị vô tuyến. Bởi vì các bộ ADC dải rộng cho phép kết hợp các chất siêu dẫn, ta có thể sử dụng một phương pháp mà chỉ yêu cầu một thiết bị vô tuyến riêng biệt, trực tiếp tại tần số sóng mang cao tần, để số hóa tất cả cuộc gọi cùng một lúc. Tất cả các bit số này có thể chúng được xử lý và phân loại để dẫn chúng tới vị trí chính xác. Các hệ thống đa truy cập phân chia theo mã (CDMA) đã được phát triển nhằm giải quyết vấn đề tương tự này. Tuy nhiên, thay vì dựa vào bộ ADC dải rất rộng với tần số mẫu GHz, một chuẩn mới đã được đưa ra để sử dụng các kỹ thuật mà cho phép nhiều kênh chiếm trên cùng một dải thông, với mỗi bộ mã số trực giao. Sự phối hợp đa truy cập phân chia theo mã cho phép nhiều người dùng cùng một lúc dùng chung dải thông kênh (WSS), đặc biệt là lớn hơn nhiều dải thông thông tin hoặc tốc độ dữ liệu (Rb) cho các người dùng riêng biệt. Tuy nhiên, các hệ thống CDMA hiện đang gặp phải vấn đề đó là sự ảnh hưởng giữa các máy thu phát lẫn nhau khi tín hiệu từ các máy thu phát thừa dư so với tín hiệu mong muốn của những người sử dụng đồng thời, hay chính là “nhiễu đa truy cập - MAI”. 3.1.4. Tuyến tính hóa bộ khuyếch đại công suất cao Các bộ khuyếch đại công suất cao (HPA) của bất kỳ hệ thống phát trạm gốc nào cũng chiếm một phần quan trọng về giá thành và mức độ công suất. Khả năng để khắc phục các đặc tính phi tuyến vốn có trong các hàm chuyển đổi HPA không chỉ mở rộng dải thông hoạt động mà còn cho phép giảm giá thành các bộ khuyếch đại công suất cao, đồng thời vẫn đảm bảo cho hệ thống với các chức năng một cách chính xác. Trong khi phương pháp này được phổ biến rộng khắp, các IC siêu dẫn có thể có khả năng cho phép tuyến tính hóa thích nghi số thời gian thực tại phần cao tần, bằng cách lợi dụng dải động cao và dải thông cho các bộ ADC trên công nghệ siêu dẫn (Superconducting Technology - RFSQ) và các bộ DAC. 3.1.5. Các máy thu phát cao tần số Sau khi nghiên cứu các khả năng được trình bày trong các phần trước, ta có thể hình dung cụ thể cách mà hầu hết tất cả các chức năng yêu cầu bởi máy thu phát cao tần số có thể được tích hợp đơn khối bên trong một thiết bị vô tuyến trên một chip “ radio on a chip ”, một thiết bị vô tuyến mà thực hiện tất cả các chức năng trong quá trình biến đổi âm thanh hoặc thông tin dữ liệu từ và thành tín hiệu cao tần đã được điều chế (như trong hình 3.2). Trên lý thuyết, các chức năng đó bao gồm: xử lý tín hiệu cao tần tương tự (khuyếch đại/tiêu hao), chuyển đổi xuống/từ các tần số trung gian, lọc,…; điều chế/giải điều chế dạng sóng (bao gồm sửa lỗi và xen kẽ,..); và xử lý tín hiệu băng gốc (như các giao thức hỗ trợ mạng, định tuyến cho các thiết bị đầu ra,…). Hình 3.2 Máy thu phát cao tần số thực hiện theo công nghệ siêu dẫn Như một thiết bị vô tuyến có cấu trúc mềm thuần túy, máy thu phát đưa ra trong hình 3.2 có các chức năng điều chế/giải điều chế xác định bằng phần mềm. Tuyến thu sử dụng bộ ADC công nghệ siêu dẫn dải rộng cho phép thu được tất cả các kênh của nút. Máy thu này dùng một bộ trộn số để hạ tần dòng dữ liệu và giải điều chế số dạng sóng bằng cách dùng các thiết bị DSP siêu dẫn ở cuối tuyến thu. Trong tuyến phát, các dạng sóng được tạo ra thành các tín hiệu số đã lấy mẫu, nâng tần tín hiệu số lên cao tần, và sau đó đưa tới bộ DAC siêu dẫn dải rộng để tổng hợp tín hiệu đầu ra. Một kênh phản hồi tới bộ bộ méo trước tín hiệu số thực hiện các thuật toán khác nhau để khắc phục các đặc tính phi tuyến trong hàm chuyển đổi HPA bởi các mẫu méo trước số một cách trực tiếp tại cao tần. Các nhà thiết kế mạch ADC thông dải tương tự gặp phải hai vấn đề lớn. Thứ nhất là tính tuyến tính của việc hạ tần qua một dải động và dải tần rộng. Hai là, vấn đề kết hợp giữa các bộ lọc thông thấp khử răng cưa và các bộ số hóa. Chúng phải được phối hợp hoàn hảo, nếu không thì phải bù số, để đưa ra dòng số I/Q không phụ thuộc vào sự mất cân bằng biên độ và pha. Các máy thu dải thông cao tần không gặp phải các vấn đề này, do sử dụng bộ số hóa riêng tại cao tần và quá trình hạ tần được thực hiện trong miền tần số phức. Dải mong muốn có thể được phân chia một cách có hiệu quả thành các dạng khác nhau, tạo khả năng tương thích với số lượng lớn các bộ xử lý băng gốc truyền thống. 3.2. SDR siêu dẫn cho các ứng dụng quân sự 3.2.1. Nhiễu đồng tế bào Nhiễu đồng tế bào (Co-site interference “CSI”) bắt nguồn từ việc sử dụng đồng thời cùng một lúc các giao thức vô tuyến/các tần số/các hệ thống trong phạm vi gần. Các thiết bị từ một dạng sóng có xu hướng gây nhiễu với thông tin đã mã hóa thành dạng sóng khác. Với sự phát triển không ngừng của radar, chiến tranh điện tử (EW) và các hệ thống truyền thông cùng được tập hợp lại để triển khai, CSI trở thành một vấn đề chính. CSI có ba biểu hiện chính. Thứ nhất là các tín hiệu nhỏ cần quan tâm gặp phải sự gây nhiễu của các tín hiệu lớn, ví dụ như việc cố gắng để thu tín hiệu trải phổ yếu trong khi phát một tín hiệu mạnh. Điều này gây khó khăn cho việc sử dụng công nghệ CDMA trong quân sự. Một vấn đề khác là khi cần thu một tín hiệu nhỏ trong khi có mặt các tín hiệu mạnh như nhau ở nơi cho phép nhầm lẫn đa kênh. Để ngăn chặn điều này, các dải bảo vệ rộng được sử dụng, kết quả là giảm các kênh sử dụng. Đồng thời cũng có nhiễu xung từ các tín hiệu nhảy tần, việc ngăn chặn hoàn toàn hỗ trợ cho các bộ đa nhảy tần trên các thiết bị nhỏ. Độ phức tạp và chi phí của các giải pháp tương tự có nghĩa rằng CSI phải được trữ “sẵn sàng để dùng”, đồng thời đảm bảo sự kết hợp của các hệ thống mà có thể được sử dụng bởi ai đó và ở đâu đó. Các thiết bị điện tử siêu dẫn và dải động cao, các bộ ADC và DAC dải rộng có thể khắc phục các vấn đề này bằng cách tận dụng độ tin cậy tác dụng lớn và tốc độ để giải quyết các vấn đề này. Cụ thể, ta có thể nghiên cứu một bộ ADC đầu vào siêu tuyến tính được dùng phối hợp với một máy thu cơ sở tương quan siêu nhanh ( như hình 3.3). Hình 3.3 Cấu trúc máy thu số trên cơ sở tương quan Hiệu ứng này nhằm tạo ra sự kết hợp giữa các dạng sóng xoắn lọc số với chuỗi giả ngẫu nhiên xác định của tín hiệu mong muốn. Đơn giản bằng cách cập nhật mẫu giả ngẫu nhiên trong miền thời gian thực, cho phép sử dụng đồng thời các giao thức. Khả năng xử lý số các tín hiệu tại tần số lớn hơn 20 (GHz) cho phép đơn giản vấn đề này, tuy nhiên phương pháp này chưa hiệu quả. 3.2.2. Tín hiệu trải phổ giải nhảy tần tín hiệu số Để truyền thông với phần chắn xác suất thấp (low probability of intercept-LPI), các nhà quân sự tận dụng nhảy tần nhanh, các dạng sóng trải phổ. Độ đảm bảo của các sơ đồ như vậy được giải thích bởi độ phức tạp của các hệ thống tương tự chuyên dụng cần để truy cập các tín hiệu. Ví dụ, các hệ thống sử dụng hệ thống phân phối thông tin chiến thuật chung (JTIDS), các thiết bị đầu cuối thay cho các bộ nhảy tần nhanh phức, như luồng 16 dạng sóng, trước đây đã rất khó khăn để tích hợp với các máy thu phát hỗ trợ nhiều dạng sóng khác nhau. Với luồng 16, nhảy tần xuất hiện giữa 51 dải riêng biệt, khoảng cách mỗi dải là 3 MHz. Các hệ thống hiện nay dùng phương pháp phần cứng có khả năng lựa chọn chế độ. Các dải JTIDS chồng lên các dải TACAN (tại tần số 1030 và 1090 MHz), bởi vậy các tín hiệu TACAN thường bị nhiễu lớn. Do TACAN thường được dùng cho hải quân, nó không thể thiếu được, bởi vậy việc sử dụng các dạng sóng như luồng 16 thường bị thiệt hại. Tuy nhiên, dựa vào máy thu SFDR cao, vấn đề này có thể được giải quyết một cách triệt để bằng phương pháp mới. Ta có thể dùng phần mềm để “ giải nhảy tần tín hiệu số ” tín hiệu luồng 16 với độ phức tạp và chi phí ít hơn. Dải thông luồng 16 với 255 (MHz) có thể bị chia thành ba dải con, với các bộ lọc tương tự HTS 960 - 1017.5 MHz (khoảng 3 MHz với 14 dải con), 1042.5 - 1077.5 MHz (5 dải con/3 MHz) và 1102.5 - 1215 MHz (32 dải con/3 MHz ). Với việc dùng các thiết bị điện tử siêu dẫn, ta có thể số hóa trực tiếp mỗi dải tại tần số cao - nghĩa là không trộn tương tự. Điều này đưa ra các đầu ra số I và Q cứ mỗi ba dải hoặc một tập hợp các dải con, ví dụ như 16 ( 4 + 2 + 10 ) dải con cho mỗi khoảng 12 (MHz) mà có thể được xử lý thêm nữa bằng phần mềm. 3.2.3. Thông tin vệ tinh Hiện nay, các hệ thống đa truy cập gán theo yêu cầu (DAMA) dải hẹp (5 KHz) trở nên kém hơn với độ dự trữ đường truyền nhỏ - khoảng 51 (dB) cho tiêu hao. Tiêu hao này sinh ra từ các đặc tính phi tuyến của kênh trong hệ thống tiếp nhận, phát tín hiệu và những bổ sung kế thừa khác cho của các bộ giải điều chế dịch pha cầu phương sai dịch ảnh ( SOQPSK ). Độ nhạy của công nghệ vệ tinh truyền thống khoảng 125 (dBm) cho một kênh DAMA 5 (KHz). Với việc sử dụng cao tần trên cơ sở SQUID làm lạnh tạp âm nhỏ, có thể tăng độ nhạy và thậm chí tốt hơn với dải rộng hơn nhiều 5 (MHz). Nhiều kỹ thuật để tăng số lượng đầu vào cho tất cả các bộ phát đáp không dùng đến 5 (KHz) đã được nghiên cứu, tuy nhiên, không thể khắc phục được vấn đề đồng bộ hóa trong TDMA. Điều này cũng đúng cho các kênh 25 (KHz). Một phương pháp cao tần số cho phép cùng một lúc số hóa đồng thời tất cả các kênh phát đáp, cho phép loại bỏ các kênh không liên quan. Phương pháp này có thể tính đến cả các kênh bội phụ thuộc vào đường lên số cao tần đơn, cho phép đồng bộ hóa TDMA qua các kênh chuyên dụng, không gây nhiễu cho các thiết bị đầu cuối hiện có được đặt rải rác trên các kênh. Những ưu điểm này cho phép hỗ trợ đồng thời các kênh với độ tin cậy cao, trong khi giữ gìn một số lượng lớn phổ UHF để góp phần cho toàn bộ người dùng. Bởi vì độ nhạy của các mạch RFSQ có thể thực hiện được, ta có thể giảm đáng kể nền tạp âm cho giới hạn cơ bản của nó. 3.2.4. Cung cấp các dạng sóng mới Một trong những đặc trưng của phương pháp SDR là để khai thác hệ thống số nhằm tạo ra các dạng sóng tương thích cho tương lai. Dạng sóng được gọi là dạng sóng mạng dải rộng (WNW) của ban phòng thủ Hoa Kỳ là một ví dụ điển hình cho điều này. Một máy thu phát số cao tần phát tới một máy thu phát số cao tần khác có thể sẽ truy cập với các tốc độ rời rạc mà theo tự nhiên không thể đạt được với các bộ nâng tần/hạ tần cao tần truyền thống. Việc phủ nhận hoàn toàn khả năng truy cập tới dạng sóng, hoặc gây nhiễu hoặc nghe trộm là không thể thực hiện được mà không có một loại công nghệ cao tần - số. Trong khi, các công nghệ miền không gian truyền thống là phù hợp với các máy thu, song chúng lại không phù hợp với các máy phát. Thậm chí mặc dù các thuật toán hiện thời nhằm thực hiện xử lý thời gian - không gian, khoảng liên hợp và hiệu chỉnh thời gian gần thực, ước tính chi phí cho chúng là rất lớn. Tuy nhiên, các mạch RSFQ có sử dụng máy tính tốc độ cao để đạt được ưu điểm thật sự và khai thác khả năng của các phương pháp anten thích nghi. Với độ chính xác cơ bản của các bộ DAC siêu dẫn (RSFQ), với cùng loại chất lượng có thể được sử dụng trên tuyến phát. Hơn nữa, nó là tín hiệu số, nên phương pháp này cũng cho phép tăng độ mềm dẻo của các thuật toán mới gần đây, khi cần thiết. Với độ tin cậy cao và dải thông của các bộ DAC siêu dẫn, cùng với độ nhạy của các bộ ADC siêu dẫn cho phép ta trải các tín hiệu trên khắp các dải thông rộng và để ẩn tín hiệu phát dưới các tín hiệu khác, nhưng vẫn khôi phục trở lại tại máy thu. Độ chính xác lặp tuần hoàn cho phép tác động đến phổ để loại bỏ bất kỳ một dấu hiệu tuần hoàn nào. Mặc dù các dấu hiệu điểm chỉ cao tần cũng được cực tiểu hóa, nhưng bởi tính nguyên chất của phổ, nên việc điều khiển phổ cho phép giả mạo bằng cách cố tình tạo thay đổi các đặc tính dạng sóng xác định. 3.2.5. Ghép thời gian quy mô lớn Mặc dù các phần trước tập trung vào khả năng của các bộ chuyển đổi dữ liệu, song cũng cần chú ý rằng tốc độ của các mạch RSFQ có thể đưa ra các kết qủa độc lâp ở đầu ra của các bộ xử lý tín hiệu số (bội TeraOPS) cho các máy thu phát truyền thống. Kỹ thuật này được gọi là xử lý đa thành phần thời gian quy mô lớn, thay thế chậm hơn, phần cứng song song, như tập hợp các bộ tương quan, với phần cứng nối tiếp nhanh. Phần cứng được sử dụng lại theo sơ đồ xử lý đa thành phần thời gian quy mô lớn giảm cùng với các chi phí cho hoạt động và vốn đầu tư. Trong khi các mạch xử lý đầu ra siêu dẫn này có thể được dùng với bất kỳ công nghệ cao tần, chúng đưa ra khả năng tận dụng tốt hơn về tài nguyên khi dùng kết hợp với cao tần siêu dẫn. Như đã đề cập, các thuật toán ở bên ngoài đưa vào, như các anten thích nghi, yêu cầu mức độ tính toán rất lớn mà không thể thực hiện được bằng công nghệ bán dẫn. Trong lúc đó, các công việc thông thường yêu cầu các bộ xử lý song song quy mô lớn có thể được thực hiện một cách nối tiếp, theo thời gian thực, dùng các chất siêu dẫn. 3.3. Phân tích hai ứng dụng cụ thể của SDR Trên đây là các ứng dụng tổng quan của SDR trong các lĩnh vực, để thấy rõ khả năng ứng dụng của SDR, ta cùng xem xét hai ứng dụng cụ thể của SDR đó là: mạng cục bộ không dây và điện thoại tế bào. 3.3.1. Điện thoại tế bào Hình 3.4, đưa ra dự đoán về số lượng các điện thoại tế bào trên thế giới. Trong khi số lượng điện thoại tế bào tương tự thế hệ một đang giảm thì số lượng điện thoại tế bào thế hai như máy điện thoại di động toàn cầu (GSM) đang tăng và nó sẽ lên tới 400 triệu máy vào năm 2002. Số lượng điện thoại tế bào CDMA thế hệ ba cũng sẽ tăng và lên tới 100 triệu vào năm 2002. Thậm chí cho dù, các hệ thống thế hệ cũ cuối cùng sẽ được thay thế bởi các hệ thống thế hệ mới hơn, thì vẫn có một khoảng thời gian khá dài tồn tại đồng thời các chuẩn phức tạp. Sẽ rất thuận lợi nếu cùng một máy điện thoại cầm tay di động hoặc trạm gốc có thể được dùng cho các dịch vụ khác nhau mà chỉ phải thay đổi phần mềm trên hệ thống đó. Hình 3.4 Dự đoán về số các thiết bị điện thoại tế bào cầm tay Nếu phần mềm tải xuống có giới hạn thì SDR sẽ không có ích nhiều từ khả năng định lại cấu hình. Tuy nhiên, SDR sẽ trở nên khả thi và kinh tế hơn nhiều khi có nhiều khối phần mềm được tải xuống, cho phép cung cấp cho các hệ thống điện thoại tế bào khác nhau. Một trong những ưu điểm của SDR là nó có thể thay đổi nhanh để phù hợp với số lượng lớn các chuẩn. Ví dụ: Ở Mỹ, hiện tồn tại nhiều chuẩn tế bào khác nhau và phần mềm SDR sẽ cho phép người dùng khắc phục khó khăn là các vùng lưu động khác nhau dùng các chuẩn khác nhau. SDR cầm tay sẽ định lại cấu hình của chính nó khi người sử dụng di chuyển từ vùng phục vụ của một chuẩn tế bào tới một vùng khác. Công nghệ SDR cũng có thể được ứng dụng cho các trạm gốc mạng tế bào. Một phương pháp mới để thiết kế trạm gốc vô tuyến có khả năng đưa ra các lợi ích có ý nghĩa: giảm kích thước, độ phức tạp, và công suất tiêu thụ của một trạm gốc. Quan trọng hơn, nó có thể hỗ trợ các chuẩn giao diện vô tuyến khác nhau, đồng thời các giao thức và các kiểu điều chế, chuyển mạch giữa các yêu cầu bất cứ khi nào. Tất cả quá trình xử lý được thực hiện bằng phần mềm, bởi vậy nó cho phép chạy các giao thức mới bên trong trạm gốc bởi vì chúng đã được phát triển. Trong các trạm gốc tế bào quy ước, mỗi kênh có một máy thu chuyên dụng đã được điều hưởng dành riêng cho một dải. Mỗi máy thu yêu cầu mức độ công suất hợp lý, kích thước và chi phí, rõ ràng rằng có thể có nhiều máy thu đắt tiền trong một trạm gốc. Các kênh này không chỉ đắt tiền mà chúng còn được bố trí cố định, được chế tạo dựa vào chuẩn điều chế và giao diện vô tuyến, được điều chỉnh dựa vào sự thiết lập kênh. Phương pháp mới là sử dụng riêng biệt một máy thu vô tuyến dải rộng hiệu suất rất cao để đạt được và số hóa toàn bộ dải tế bào. Sau đó sử dụng các bộ trộn và lọc số để chọn lọc và thu các kênh riêng biệt. Phạm vi hoạt động của một thiết bị vô tuyến với hiệu suất được dùng chung cho tất cả các kênh, thay vì phải dùng một thiết bị cho một kênh theo cấu trúc truyền thống. Lúc này, quá trình xử lý tín hiệu tất cả đều ở dạng số và nó có thể được thiết kế một cách linh hoạt. Hơn nữa, độ mềm dẻo của các trạng thái số có nghĩa là một trạm gốc có thể được tái lập trình để làm việc với các chuẩn mới. Như bảng 3.1, so sánh các chuẩn điện thoại tế bào khác nhau. Bảng này đã chỉ ra các tham số của các chuẩn điện thoại tế bào khác nhau hiện đang tồn tại và cho tương lai. Nó cho thấy sự đa dạng của các tần số được sử dụng cho truyền dẫn và thu nhận tín hiệu, các dải thông khác nhau, và các kiểu điều chế. Sự ra đời của các thiết bị vô tuyến xác định bằng phần mềm cho phép phối hợp và cung cấp cho tất cả các hệ thống trong bảng trên với các khả năng đảm bảo như : máy thu & phát vô tuyến, nghĩa là có thể điều khiển các tần số trong khoảng 800 - 2000 (MHz), với dải thông lên tới 60 (MHz) và kiểu điều chế QPSK, khả năng trải phổ đa truy cập phân chia theo mã. Bảng 3.1 Chuẩn điện thoại tế bào GSM IS-54/136 PDC IMT-2000 IS- 95 Tần số Máy phát (MHz) 890 -915 824-849 940-956/ 1477-1501 1920-1980 1850-1910 Tần số Máy thu (MHz) 935 -960 869-894 810-826/ 1429-1453 2110-2170 1930-1990 Dải thông (MHz) 25 25 16/24 60 60 Điều chế GMSK Γ/4DQPSK Γ/4DQPSK BPSK/QPSK BPSK/QPSK 3.3.2. Mạng nội bộ không dây Một tần số phổ biến được dùng cho mạng nội bộ không dây (WLAN) là dải tần 2.4 (GHz), nó được gọi là dải ISM (cho công nghiệp, khoa học và y học). Những quy định về việc sử dụng dải tần ISM là không chặt chẽ. Kết quả là đã xuất hiện và phát triển nhiều chuẩn dải ISM cho mạng nội bộ không dây và không tương thích với nhau. Mặt khác, các chuẩn mạng nội bộ không dây mới đang được đưa ra như trong bảng 3.2. Nếu chúng ta chấp nhận các chuẩn này thì vấn đề không tương thích sẽ trở nên ít nghiêm trọng hơn hiện nay. Tuy nhiên, trong tương lai sẽ vẫn cần có một chuẩn để có thể đáp ứng tất cả các chuẩn mạng nội bộ không đã được đưa ra. Công nghệ SDR cũng có thể ứng dụng để sử dụng các chuẩn mạng nội bộ không dây khác nhau. Chính bản thân các chuẩn này có thể được nâng cấp và cải thiện thường xuyên bởi các công nghệ mới trở nên phổ biến. Công nghệ SDR rất phù hợp với hệ thống có khả năng định lại cấu hình để đáp ứng các chuẩn mạng nội bộ không dây đang thay đổi nhanh. Nó cho phép tạo ra các thiết bị vô tuyến xác định bằng phần mềm cho tất cả các mạng nội bộ không dây trong bảng trên theo các thông số được yêu cầu: máy thu & phát vô tuyến mà có thể điều khiển các tần số trong khoảng 2.4 - 5 (GHz) với tốc độ dữ liệu lên tới 54 (Mbps), các kiểu điều chế với trải phổ chuỗi trực tiếp (DS) và nhảy tần (FH), đa truy cập phân chia theo tần số trực giao. Bảng 3.2 Chuẩn mạng nội bộ không dây Bluetooth HomeRF (SWAP) IEEE 802.11 BRAN Wireless1394/ IEEE 802.11a/MMAC Tần số (GHz) 2.4 2.4 2.4 5 5 Tốc độ Dữ liệu (Mbps) 1 2 2 54 54 Điều chế FH FH FH/DS OFDM DMT/OFDM KẾT LUẬN Qua một thời gian nghiên cứu, dưới sự giúp đỡ tận tình của thầy Đỗ Quốc Trinh và sự cố gắng nghiên cứu của bản thân, tôi đã hoàn thành tốt tất cả các nhiệm vụ được giao. Toàn bộ đồ án đã trình bày khá đầy đủ về sự ra đời, phát triển và tổng quan về thiết bị vô tuyến có cấu trúc xác định bằng phần mềm - SDR. Nội dung của đồ án đã đi sâu tìm hiểu về thành phần cấu trúc của SDR, các cấu trúc tiêu biểu của SDR: cấu trúc SDR chuyển đổi trực tiếp, cấu trúc SDR lấy mẫu trung tần. Từ đó đưa ra các thông số nghiên cứu cho thiết kế máy thu và máy phát SDR, cũng như giải quyết các vấn đề cơ bản trong các cấu trúc đó. Và cuối cùng, đồ án nêu lên các ứng dụng của SDR trong quân sự và thương mại. Qua quá trình làm đồ án đã giúp tôi hoàn thiện thêm về kiến thức lý thuyết, khả năng tìm hiểu tài liệu, cách đặt vấn đề, giải quyết vấn đề một cách tổng thể. Qua đó trang bị cho bản thân những lý thuyết cơ bản về công nghệ “ Software Defined Radio ” - SDR. Đây là những kiến thức rất bổ ích giúp tôi trong công tác sau khi ra trường. Đồ án cũng có thể là một tài liệu tham khảo về thiết bị vô tuyến có cấu trúc xác định bằng phần mềm - SDR. Tuy vậy, do thời gian hạn chế và tính mới mẻ của đề tài cùng vấn đề khó khăn về tài liệu nên đồ án mới chỉ nêu lên được những kiến thức chung, tổng quan về SDR. Vì vậy, tôi rất mong muốn nhận được sự đóng góp và tạo điều kiện của các thầy cô giáo và các bạn để tôi tiếp tục phát triển đề tài, có điều kiện nghiên cứu chi tiết về SDR. Qua đây, cho phép tôi bày tỏ lòng cảm ơn chân thành tới các Thầy giáo trong bộ môn Thông tin, Khoa Vô tuyến điện tử - Học Viện Kỹ thuật Quân sự, đặc biệt là thầy giáo Đỗ Quốc Trinh người đã trực tiếp hướng dẫn, giúp tôi hoàn thành bản đồ án này! Hà Nội ngày 20/ 06/2005 TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] PGS TS Nguyễn Quốc Bình, Kỹ thuật truyền dẫn số, Nhà xuất bản Quân đội nhân dân, 2001. [2] PGS TS Nguyễn Quốc Bình, Tổng quan về thông tin di động và hệ thống GSM, Nhà xuất bản Quân đội nhân dân, 2002. [3] TS Phạm Văn Bính - TS Đỗ Quốc Trinh, Tài liệu dùng cho giảng dạy Kỹ sư thông tin quân sự HVKTQS - Cơ sở xây dựng điện đài quân sự, 2003. [4] TS Nguyễn Phạm Anh Dũng, Thông tin di động thế hệ 3, Nhà xuất bản Bưu điện, 2001. [5] Vũ Đức Thọ, Thông tin di động số cellular, 1997. [6] Joseph Mitola III “SOFTWARE RADIO ARCHITECTURE: Object - Oriented Approaches to Wireless Systems Engineering ”, JOHN WILEY & SONS, INC - 2000. [7] Walter Tuttlebee “ SOFTWARE DEFINED RADIO Enabling Technologies ”, JOHN WILEY & SONS, LTD, 2002. [8] Wipro Technologies “Software - Defined Radio: A Technology Overview ”, White Paper, 2002. [9] Market Impact of Software Radio: Benefits and Barriers, Fuencisla MerinoTC, May 23, 2002. [10] Shinichiro Haruyama, Advanced Telecommunication Laboratory, SONY Computer Science Laboratories, Inc, haruyama@csl.sony.co.jp. [11] WWW.sdrforum.org.